RF усилвател на мощност на лентови линии. RF (високочестотен) усилвател

Продължаваме разговора за транзисторния приемник с директно усилване, който започна на седмия семинар. Като след това свържете приемника на детектора към едностъпален нискочестотен усилвател, вие по този начин ги превръщате в приемник 0-V-1. След това сглобих рефлексен приемник с един транзистор и на предишния семинар добавих към него двустепенен нискочестотен усилвател - резултатът беше приемник 1-V-3. Сега опитайте да добавите високочестотно (HF) модулирано предусилвателно стъпало към него, за да го направите 2-V-3 приемник. Чувствителността в този случай ще бъде достатъчна за приемане не само на местни, но и на далечни радиостанции на магнитната антена.

Какво е необходимо за такъв едностъпален RF усилвател? По принцип - нискомощен високочестотен транзистор от някоя от сериите P401...P403, P416, P422, GT308, стига да е в добро работно състояние, няколко кондензатора, резистор и феритен пръстен от клас 600NN с външен диаметър 8...10 mm. Коефициентът h21E на транзистора може да бъде в диапазона 50...100. Не трябва да използвате транзистор с голям статичен коефициент на пренос на ток - опитен усилвател ще бъде склонен към самовъзбуждане.

Електрическата схема на усилвателя е показана на фиг. 56. Самият усилвател се формира само от транзистор V1 и резистори Р1, Р2. Резистор Р2 действа като товар, а основният резистор Р1 определя режима на работа на транзистора. Колекторното натоварване на транзистора може да бъде високочестотен дросел - същото като в рефлексния приемник.

Персонализиран контур Л1 ° С1 и комуникационна намотка Л2 обърнете се към входната верига, кондензатор C2- разделяне. Тази част е точно повторение на входната част на приемника, който вече сте тествали. Кондензатор Веднага, резистор Р, диод V2, телефони B1 sБлокиращият кондензатор Sbl образува детекторна верига, необходима за тестване на усилвателя.

Как работи такъв усилвател? По същество същото като едностъпален нискочестотен усилвател. Той само усилва не аудиочестотните трептения, като този усилвател, а модулирани високочестотни трептения, идващи към него от съединителната намотка Л2. Високочестотният сигнал, усилен от транзистора, се разпределя към товарния резистор Р2 (или друг колекторен товар) и може да се подава към входа на второ стъпало за допълнително усилване или към детектор за преобразуването му в нискочестотен сигнал.

Монтирайте частите на усилвателя върху временна (картонена) платка, както е показано вдясно на фиг. 56. Преместете се тук и свържете частите на входната верига (L1C1) и комуникационната намотка (L2) на приемника към усилвателя. Не забравяйте да включите изолиращ кондензатор във веригата на съединителната бобина C2.Свържете напрежението на батерията 9 Vи избор на основен резистор Р1, задайте колекторния ток на транзистора в рамките на 0,8...1,2 mA. Не забравяйте: съпротивлението на базовия резистор трябва да бъде по-голямо, колкото по-голям е статичният коефициент на пренос на ток на транзистора (стойността на този резистор, посочена в диаграмата, съответства на коефициента ч21E транзистор около 50).

Сега монтирайте детекторна верига на отделен малък картон, свързвайки последователно телефоните B1 с блокиращ кондензатор Sbl с капацитет 2200..3300 pF, точков диод V2 всяка серия и разделител nyu кондензатор Веднага с капацитет от 3300...6800 pF, съпротивление на резистора Р може би 4.7...6.8 kOhm. Свържете тази верига между колектора и емитера на транзистора, тоест към изхода на усилвателя, и свържете външна или вътрешна антена и, разбира се, заземяване към входната верига L1C1. При настройване на входната верига към вълната на местна радиостанция, нейният високочестотен сигнал ще бъде усилен от транзистора VI, засечен от диод V2 и конвертирани от телефони В 1в звук. Резистор Р в тази схема е необходимо за нормалната работа на детектора. Без него телефоните ще звучат по-тихо и изкривено.

За следващия експеримент с радиочестотен усилвател е необходим високочестотен понижаващ трансформатор (фиг. 57). Навийте го на пръстен от ферит клас 600NN (същият като сърцевината на високочестотния дросел на рефлексния етап на приемника). Неговата първична намотка Л3 трябва да съдържа 180..200 навивки проводник PEV или PEL 0.1...0.12, а вторичната L 4 60...80 навивки от същия проводник.

Свържете намотката L3 на високочестотния трансформатор към колекторната верига на транзистора вместо товарния резистор и към неговата намотка Л4 свържете същата детекторна верига, както в предишния експеримент, но без свързващия кондензатор и резистор, които сега не са необходими. Как звучи сега? телефони? По-силно. Това се обяснява с по-доброто съвпадение на изходния импеданс на усилвателя и входния импеданс на мишената на детектора, отколкото в първия експеримент.

И сега, използвайки диаграмата, показана на фиг. 58, свържете този едностъпален усилвател към входа на рефлексния приемен транзистор 1-V-3. RF приемният усилвател стана двустепенен. Свързващият елемент между каскадите беше намотката Л4 високочестотен трансформатор, включен в базовата верига на транзистора V 2 (в приемника 1-V-Z е използван транзистор W1) вместо комуникационната бобина (имаше Л2) с предишната входна конфигурируема верига. Сега не е необходима външна антена и заземяване - приемането се извършва с помощта на магнитна антена W1. чиято роля: се изпълнява от феритен прът с разположена върху него намотка Л1 входна конфигурируема верига Л1 ° С1.

И така, заедно с двустепенен нискочестотен усилвател, беше обучен четири-транзисторен приемник с директно усилване 2-U-W. Приемникът може да се самовъзбужда. Това е така, защото, първо, той е рефлексивен, а рефлексивните приемници обикновено са склонни към самовъзбуждане, и второ, проводниците, свързващи експерименталната каскада на усилвателя с рефлексната каскада, са дълги. Ако новото стъпало, заедно с магнитната антена, се монтира компактно на една и съща приемна платка, което прави веригите възможно най-къси, ще има по-малко причини за самовъзбуждане. Това също се улеснява от отделящата филтърна клетка. Р2 ° С3 в веригата за отрицателна мощност на първия транзистор на RF усилвателя, което елиминира връзката между етапите чрез общ литиев източник и по този начин предотвратява самовъзбуждането на високочестотния път на приемника.

Но вторият етап на RF усилвателя може да бъде същият като първия, тоест да не е рефлексивен и връзката между тях може да не е трансформатор.Диаграмата на възможна версия на усилвателя е показана на фиг. 59. Тук натоварването на транзистора V1 първият етап, както в първия експеримент на тази работилница (виж Фиг. 56), е резистор R2; Високочестотното напрежение на сигнала, създадено върху него чрез кондензатор NWподава към основата на транзистора V2 втората каскада, точно същата като първата. Сигналът, допълнително усилен от транзистора на втория етап, се отстранява от товарния му резистор Р4 (същото; като Р 2) и през кондензатор С 4 (като NW)отива към детектора на диод V 3, се открива от него и нискочестотните трептения, създадени през неговия товарен резистор Р5, се подават на входа на басовия усилвател.

В тази версия втората каскада и детекторът са като разгъната рефлексна каскада от предишната версия. Но транзисторът усилва само високочестотните трептения. И ако го свържете към двустепенен нискочестотен усилвател, получавате приемник с директно усилване 2- V-2. Усилването на нискочестотния сигнал ще намалее донякъде, телефоните или главата на високоговорителя на изхода на такъв приемник ще звучат малко по-тихо, но опасността от самовъзбуждане на неговия високочестотен път ще бъде намалена. Тази загуба може да бъде частично компенсирана чрез увеличаване на напрежението на нискочестотния сигнал на изхода на детектора чрез включване на втори диод в каскадата на детектора (показан с пунктирани линии на фиг. 59). V4), както направихте в един от експериментите в седмия семинар (вижте фиг. 50), или използвайте транзистор в каскадата на детектора.

Опитайте се да експериментирате с опции за нискочестотен усилвател, сравнете качеството на тяхната работа и направете подходящи изводи за бъдещето.

Още един съвет. Когато експериментирате с една или друга версия на приемника, начертайте и запомнете пълната му схема. За какво? Радиолюбител, дори начинаещ, трябва да начертае диаграми на такива устройства от паметта. Електрическата схема също ще ви помогне да разберете по-добре работата на приемника като цяло и неговите части и ще улесни намирането на неизправности в него.

Литература: Борисов В. Г. Семинар за начинаещ радиолюбител, 2-ро издание, преработено. и допълнителни - М.: ДОСААФ, 1984. 144 с., ил. 55k.

Основната област на приложение е като част от оборудването за вакуумна обработка за осигуряване на стабилни и контролирани процеси за нанасяне на функционални покрития, плазмено почистване и ецване в системи за вакуумно отлагане.

ВЧ ГЕНЕРАТОР “IVE-171RFS”

​

ВЧ (RF) генераторът "IVE-171RFS" е едноканален - има изходно високочестотно напрежение с честота 13,56 MHz и е предназначен да захранва активния си товар със съпротивление 50 ома или на "капацитивен висок -импедансно натоварване" при работа съвместно с устройство за автоматично съгласуване "ASU-171S". RF генераторът има галванично оптоизолиран външен интерфейс за управление “RS-485”, ориентиран за работа като част от автоматизирано оборудване.

ОСНОВНИ ТЕХНИЧЕСКИ ДАННИ

Изходна активна RF (RF) мощност, регулируема*, W.....от 30 до 600

Изходна амплитуда RF (RF) напрежение, регулируема*, V.....от 10 до 250

Нестабилност на изходната RF (RF) мощност,%, не повече.....3

Нестабилност на изходното RF (RF) напрежение, %, не повече.....2

Честота на изходното напрежение, MHz.....13.56

Максимално амплитудно напрежение на RF защита, V.....280

Максимален пиков ток на RF дъгова защита, A.....6

Граница на изходната реактивна амплитуда RF мощност, VA.....1680

Ефективност (RDC/RAS // RHF/RDC // RHF/RAS), не по-малко от.....0,85//0,55//0,467

Консумирана електрическа мощност, W.....1300

Захранващо напрежение.....220V -15% +10%, 48~62 Hz

Тегло, кг.....15

Габаритни размери, mm.....224 x 133 x 417

​

* на резистивен еквивалентен товар със съпротивление 50 ома чрез кабел IVE4.171.030

​

ВЧ генераторът “IVE-171RFS” е вторично захранване с безтрансформаторен мрежов вход, работещ при честоти на преобразуване 45¸55 kHz и 13,56 MHz. Блокът се основава на два модула от транзисторни преобразувателни модули, захранвани: първият от променливо мрежово напрежение от еднофазен мрежов филтър за потискане на шума, вторият от постоянно регулируемо захранващо вътрешноблоково напрежение, получено от първия модул. И двете се управляват чрез интерфейсен модул за управление и сигнал. По този начин преобразуването на мрежовото захранващо напрежение във високочестотно изходно напрежение се извършва последователно на два етапа с помощта на два модула: първият преобразувателен модул и вторият високочестотен усилвателен модул. От изходното управлявано постоянно напрежение 0V÷+60V на първия нисковолтов преобразувателен модул с мощност 1,2 kW се захранва високочестотният усилвателен модул. Неговото изходно RF напрежение с амплитуда 0V÷280V и реактивна мощност до 1680VA се подава към изходния конектор на RF генератора. За да консумира почти синусоидален ток от захранващата мрежа, схемата на преобразувателния модул и функционално извършва корекция на фактора на мощността. Формирането на всички работни алгоритми, обработката и генерирането на управляващи сигнали на сигнали за данни се извършва в модула за управление и сигнален интерфейс. RF напрежение с честота 13,56 MHz се генерира във високочестотен усилвателен модул, който включва кварцов главен осцилатор. След това отива към RF предусилвателя и след това към крайния RF усилвател на мощност, разположен в същия модул. От изхода на крайния RF усилвател на мощност, RF напрежението се подава към входа на блока „RF измерване“, също разположен в модула на високочестотния усилвател на мощност, и от неговия изход към изходния конектор на блока. Модулът на високочестотния усилвател на мощност при работа на номинален резистивен товар от 50 ома осигурява максимум 600 W активна мощност.

В допълнение, модулът на високочестотния усилвател на мощност има термозащитен блок, който изключва радиочестотното напрежение, когато силовите радиочестотни транзистори или защитно-ограничителните вериги прегреят поради работа при несъответстващи режими (натоварвания) или когато работят при околна температура от повече над +35°C. Сигналите на изходното RF напрежение, RF ток и активна RF мощност на RF генератора, преобразувани по вид и ниво в блока "RF измерване", се изпращат за по-нататъшна обработка към контролния и сигнален интерфейсен модул и към RF защитния блок . Устройството за RF защита изчислява реактивната изходна RF мощност, съотношението на активната към реактивната RF мощност и генерира сигнали за забрана на работата на крайния RF усилвател на мощност, когато определените нива на изходното амплитудно RF напрежение и RF ток са превишени, като по този начин се гарантира неговата защита. RF генераторът разполага с 3,5-разрядна цифрова индикация на изхода и зададените параметри: мощност, напрежение, ток и регулирането им от лицевия панел на блока, както и LED индикация на всички режими на работа и съответно избора им с бутони разположен на блока на предния панел. Тези елементи за индикация и управление конструктивно образуват модул за индикация и управление. RF генераторът е оборудван с блок за управление на вентилатора, който поддържа постоянни топлинни условия на преобразувателния модул и модула на високочестотния усилвател на мощност и увеличава експлоатационния живот на вентилатора. RF генераторът съдържа резервни и сервизни захранващи модули, които генерират съответно напрежение в режим на готовност ±5V, което е необходимо за работата на мрежовия филтър и интерфейсния модул за управление и сигнал, и работно напрежение +24V, което е необходимо за захранване на управлението на вентилатора модул и модула на високочестотния усилвател на мощност.

​

Изходният импеданс на модула на високочестотния усилвател на мощност се съгласува с импеданса на товара от автоматично съгласуващото устройство "ASU-171S", което може да работи както в режим на автоматично съгласуване, така и в режим на ръчно управление от ръчен контролен панел.

​

Възможно е разработването и производството на високочестотен генератор с различни изходни характеристики според вашите технически спецификации.

АВТОМАТИЧНО УСТРОЙСТВО ЗА СРЕЩУВАНЕ “АСУ-171С”

​

Устройството за автоматично съгласуване "ASU-171S" е Т-образна "CCL-схема", регулируема с помощта на два променливи вакуумни RF кондензатора, което ви позволява да съгласувате импеданса на товара с изходния импеданс на RF генератора. RF RF напрежението, идващо от генератора към конектора „RF INPUT“, преминавайки през измервателния уред за „RF сигнал“, инсталиран в ACS, влиза в съответстващата „CCL верига“ и, преобразувано в ниво, се извежда към изходната коаксиална връзка „ RF OUT”. Преминавайки през смесителния възел, той също получава постоянно напрежение, подавано към входния конектор "DC INPUT", чиято максимална стойност не трябва да надвишава 1000V, а неговият ток не трябва да надвишава 2A. Променливите кондензатори имат електрическо задвижване, управлявано от контролен и интерфейсен модул, който въз основа на вградения в него работен алгоритъм и получава сигнали за стойностите на амплитудното RF напрежение, RF ток и активна RF мощност от измервателя на RF сигнала , генерира команди за електрическо задвижване по такъв начин, че импедансът на товара, „намален“ към входа на ACS, се доближава до 50 ома, а двойната стойност на съотношението на ефективната активна RF мощност към реактивната RF мощност клони към единица.

Модулът за управление и интерфейс, в допълнение към генерирането на сигнали за управление на мощността за електрическото задвижване на променливи RF кондензатори, осигурява усилване и преобразуване на сигнали за величините на амплитудното RF напрежение, RF ток и активна RF мощност от измервателя на RF сигнала. След като ги обработи, той извежда съотношенията на амплитудното радиочестотно напрежение към радиочестотния ток и ефективната активна радиочестотна мощност към реактивната радиочестотна мощност в аналогова форма към конектора „CONTROL“ и под формата на сериен цифров код към конектора „RS-485“. на интерфейса за външно управление. В допълнение модулът за управление и интерфейс осигурява преобразуване и интерфейс на управляващи сигнали и ACS режими от интерфейса RS-485 и ръчния контролен панел, както и преобразуване на захранващото напрежение в ±24V DC напрежение за захранване на електрическото задвижване на променливи RF кондензатори.

Някои бисквитки са необходими за защитено влизане, но други не са задължителни за функционални дейности. Нашето събиране на данни се използва за подобряване на нашите продукти и услуги. Препоръчваме ви да приемете нашите бисквитки, за да гарантираме, че получавате най-добрата производителност и функционалност, които нашият сайт може да предостави. За допълнителна информация можете да разгледате. Прочетете повече за нашите.

Бисквитките, които използваме, могат да бъдат категоризирани, както следва:

Строго необходими бисквитки: Това са бисквитки, които са необходими за работата на analog.com или специфична предлагана функционалност. Те или служат единствено за извършване на мрежови предавания, или са строго необходими за предоставяне на онлайн услуга, изрично поискана от вас. Бисквитки за анализ/производителност: Тези бисквитки ни позволяват да извършваме уеб анализи или други форми на измерване на аудиторията, като разпознаване и преброяване на броя на посетителите и виждане как посетителите се движат из нашия уебсайт. Това ни помага да подобрим начина, по който работи уебсайтът, например като гарантираме, че потребителите лесно намират това, което търсят. Бисквитки за функционалност: Тези бисквитки се използват, за да ви разпознаят, когато се върнете на нашия уебсайт. Това ни позволява да персонализираме нашето съдържание за вас, да ви поздравяваме по име и да помним предпочитанията ви (например вашия избор на език или регион). Загубата на информация в тези бисквитки може да направи услугите ни по-малко функционални, но няма да попречи на уебсайта да работи. Бисквитки за насочване/профилиране: Тези бисквитки записват вашето посещение на нашия уебсайт и/или използването на услугите, страниците, които сте посетили, и връзките, които сте последвали. Ние ще използваме тази информация, за да направим уебсайта и показваните на него реклами по-подходящи за вашите интереси. Може също да споделяме тази информация с трети страни за тази цел.

Консумиран ток - 46 mA. Преднапрежението V bjas определя нивото на изходната мощност (усилването) на усилвателя

Фиг. 33.11. Вътрешна структура и щифтове на микросхеми TSH690, TSH691

Ориз. 33.12. Типично включване на микросхеми TSH690, TSH691 като усилвател в честотната лента 300-7000 MHz

и може да се регулира в рамките на 0-5,5 (6,0) V. Коефициентът на предаване на микросхемата TSH690 (TSH691) при напрежение на отклонение V bias = 2,7 V и съпротивление на натоварване от 50 ома в честотна лента до 450 MHz е 23 ( 43) dB, до 900(950) MHz - 17(23) dB.

Практическото включване на микросхеми TSH690, TSH691 е показано на фиг. 33.12. Препоръчителни стойности на елемента: C1=C5=100-1000 pF; C2=C4=1000 pF; C3=0.01 µF; L1 150 nH; L2 56 nH за честоти, които не надвишават 450 MHz, и 10 nH за честоти до 900 MHz. Резисторът R1 може да се използва за регулиране на нивото на изходната мощност (може да се използва за система за автоматично управление на изходната мощност).

Широколентовият INA50311 (фиг. 33.13), произведен от Hewlett Packard, е предназначен за използване в мобилно комуникационно оборудване, както и в потребителско електронно оборудване, например като антенен усилвател или радиочестотен усилвател. Работният диапазон на усилвателя е 50-2500 MHz. Захранващо напрежение - 5 V с консумация на ток до 17 mA. Средна печалба

Ориз. 33.13. вътрешна структура на микросхемата ΙΝΑ50311

10 dB. Максималната мощност на сигнала, подадена на входа при честота 900 MHz, е не повече от 10 mW. Коефициент на шум 3,4 dB.

Типично свързване на микросхемата ΙΝΑ50311 при захранване от стабилизатор на напрежение 78LO05 е показано на фиг. 33.14.

Ориз. 33.14. широколентов усилвател на чипа INA50311

Шустов М. А., Схема. 500 устройства на аналогови чипове. - Санкт Петербург: Наука и технологии, 2013. -352 с.

Високочестотните усилватели на мощност са изградени по схема, съдържаща етапи на усилване, филтър и схеми за автоматизация. Усилвателите се характеризират с номинална изходна и минимална входна мощност, работен честотен диапазон, ефективност, чувствителност към промени в натоварването, ниво на нежелани колебания, стабилност и надеждност на работа, тегло, размери и цена.

Получените в момента максимални стойности на изходна мощност при честоти до 100 MHz са няколко десетки киловата. При значително по-малка мощност, доставяна от отделни транзистори (не повече от 200 W), тези стойности се постигат чрез специални устройства за комбиниране на сигнали, сред които най-често срещаните са делители и суматори на мощност. Има много разновидности на тези устройства. Въз основа на големината на фазовото отместване те се делят на синфазни (с фазово изместване на сумираните сигнали φ = 0), противофазни (φ = π), квадратурни (φ = n/2) и др.; по вид на изпълнение - с разпределени и съсредоточени елементи; според начина на свързване към товара - последователно и паралелно и др.

Едно от основните изисквания към устройствата за сумиране на сигнали е да осигурят минимално взаимно влияние на отделните модули, чиито мощности се сумират (т.нар. модулно развързване). Нека да видим как това изискване е изпълнено в прост суматор с общ режим, използващ трансформатори. Веригата на такъв суматор на трансформатори Т4- Т6заедно с делител (на трансформатори T1- TK)и сумируеми каскади (на транзистори VT1 И VT2) без отклонение и силови вериги е показано на фиг. 5.4. Трансформърс Т4- Т6имат коефициенти на трансформация съответно 1,1 и 1/V2 (тук r n е съпротивлението на натоварване, R B е баластният резистор, чието съпротивление е 2g n). При нормални условия на работа, когато напреженията на колекторите са във фаза и техните амплитуди са равни, в баластния резистор няма ток. Трансформатор Т6води до две последователно свързани трансформаторни намотки Т4И Т5съпротивлението е 2r n, така че при колектора на всеки транзистор товарното съпротивление е r n. Нека сега си представим, че колекторът на транзистора VT2 се оказа накъсо с излъчвателя си. В този случай вторичната намотка на трансформатора Т5представлява изключително ниско съпротивление за RF сигнал, така че съпротивлението е 2r n, намалено до първичната намотка на трансформатора T6,напълно задвижван към вторичната намотка на трансформатора Т4, аследователно към колектора на транзистора VT1. Но паралелно VT1 в този случай се оказва свързан баластен резистор със същото съпротивление, т.е. въпреки промяната в режима на работа, във втория етап условията на работа на първия етап не са се променили - той все още работи на съпротивление на натоварване r n . Но тъй като сега половината от неговата мощност отива към баластния резистор, само половината от мощността на един етап остава в товара, което е 4 пъти по-малко от мощността, доставена от усилвателя към товара, преди да се променят нормалните работни условия. Колкото по-голям е броят на каскадите, използвани за получаване на изходна мощност, толкова по-малко влияние оказва промяната в условията на работа в една или друга каскада върху общата мощност в товара. Например, в усилвател с изходна мощност от 4,5 kW, получена чрез сумиране на мощностите на 32 транзисторни етапа, ако един етап се повреди, изходната мощност беше намалена до само 4,3 kW. По този начин много малкото взаимно влияние на каскадите в устройството за сумиране на мощността позволява, като се използват максимално усилващите свойства на всеки транзистор, да се осигури висока надеждност на неговата работа и следователно безпроблемна работа на усилвателя на мощност като цяло.

Ориз. 5.4. Усилвателна схема с добавяне на мощност върху трансформатори

Добавящото устройство се избира въз основа на естеството и условията на работа на усилвателя, тъй като при решаване на основната задача - добавяне на сигнали - е възможно, използвайки определени характеристики на определен тип суматор, да се подобрят други характеристики на усилвателя, например , за отслабване на определени видове нежелани трептения или намаляване на чувствителността към несъответствие на товара.

Задоволителна изолация на модулите, както и ниско ниво на нежелани трептения от трети ред, ниска чувствителност към промени в натоварването и слабо влияние на сумираните етапи върху предусилвателя се постигат чрез използване на квадратурни суматори на мощност. Антифазните суматори със задоволителна изолация потискат нежеланите трептения от втори ред. Редуването на устройства за добавяне на квадратура и противофаза, например, когато два модула се добавят в противофаза и двойките модули, комбинирани по този начин, се добавят в квадратура, до голяма степен съчетава предимствата на двата типа устройства за добавяне. Поради тези причини квадратурните и противофазни суматори и делители на мощността, направени например на дълги коаксиални или лентови линии, трансформатори, се използват широко в усилватели с изходна мощност от 10 W и повече.

Следващият параметър на усилвателя - минималната входна мощност - се определя от допустимото ниво на шум и стабилността на работа и в тази връзка зависи от схемата, режима на работа и конструкцията на усилвателя. Ефектът на шума върху чувствителността на усилвателя се обяснява по следния начин. Известно е, че мощността на шума, подадена на входа на усилвателя, се определя по формулата P w = = 4kTF w Df, където к - константа на Болцман; T- абсолютна температура; F m - коефициент на шум;

Af е честотната лента, в която се определя

R sh. Но за дадено съотношение сигнал/шум ДА СЕ w при изходната мощност на усилвателя на входния сигнал Р с не трябва да бъде по-малко от Р Ш ДА СЕ Ш . От това следва, че минимално допустимата стойност на входния сигнал, характеризираща по този начин чувствителността на усилвателя, се определя като R C tsh = 4kTF y K w Df. За дадено ДА СЕ w и Af всички количества, включени в този израз, са известни, с изключение на F JI. Използвайки добре известни зависимости, е лесно да се покаже, че в нелинеен усилвател, който в общия случай е усилвател на мощност, с достатъчно голямо усилване на мощността на първия етап

където F sh1 е шумовата стойност на първия етап; при t+1 е съотношението на усилването на мощността на шума към усилването на мощността на сигнала в (m+1)-ия етап на усилвателя, съдържащ Пкаскади. В зависимост от режима на работа на каскадата това съотношение се определя по формулата

Коефициентите, включени в тази формула, се намират в таблиците. Например, за четиристепенен усилвател с мощност 50 W при Е м 1 = 6, Y 2 =1,6, Yз=1,7, Y 4 =1,9 имаме F w =31, което при Kw = 120 dB, Df = 20 kHz и 4kT = 1,62*10-20 W/Hz дава P sh = 1*10 -14 W и P cmin = 10 MW, т.е. при посочените условия минимално допустимото стойността на входния сигнал се характеризира с напрежение от около 1 V при съпротивление от 75 ома. Имайте предвид, че определената дефиниция на чувствителност е валидна, ако има сигнал на входа на усилвателя, в който мощността на шума е поне с порядък по-ниска от мощността на собствения шум на усилвателя Psh, намалена към входа, тъй като в противен случай няма да се получи приемливо съотношение сигнал/шум Ksh. Ако тази разлика в нивата на шума на входа не се наблюдава, тогава за осигуряване на необходимата стойност на Ksh трябва да се монтира селективна верига между източниците на сигнал и усилвателя, водеща до необходимото шумопотискане при дадено отклонение от работната честота.

Ориз. 5.7. Схемаусилвател с изходна мощност 15 W за честотен диапазон 2 - 30 MHz

Таблица 5.1

Параметър	Значение
Изходна мощност, W, не по-малко
Захранващо напрежение, V
Съпротивление на натоварване, Ohm
Входен импеданс (със SWR<1,6), Ом
Входно напрежение, V, не по-малко
Ниво на втора хармоника, dB, не повече
Ниво на трета хармоника, dB, не повече
Ниво на Раманови трептения от трети ред на върха на обвивката на двутонен тестов сигнал, dB, не повече
Ниво на интермодулационни трептения от трети ред по отношение на стойността, която е причинила тези интерференционни трептения в товарната верига, dB, не повече
Консумация на ток при номинална изходна мощност в режим на тестов сигнал с един тон, A, не повече
Диапазон на работна температура на околната среда (при температура на корпуса на транзистора не повече от +110 ° C), градуси

Ориз. 5.8. Усилвателна схема с изходна мощност 80 W за честотен диапазон 2 - 30 MHz

Таблица 5.2

Обозначаване		Брой завъртания в основния f и вторични II намотки, марка тел, тип намотка, структурни характеристики
T1(виж Фиг. 5.7)	2 колони по 6 тороидални ядра всяка, 1000NM-ZB, K5ХЗХ XL,5	I - 3 оборота с тел MPO-0.2; II - 1 завой на тръбна конструкция с разклонение от средата; I намотка е разположена вътре във II
Т2(виж Фиг. 5.7)	2 колони по 6 тороидални ядра всяка, 1000NM-ZB, K5ХЗХ X1.5	I - 6 оборота с тел MPO-0.2; II - 1 завой на тръбна конструкция с разклонение от средата; I намотка е разположена вътре във II
(виж Фиг. 5.7)	1 тороидално ядро, 400NN-4, K 12Х6Х4, 5	I, II - 6 навивки от 12 усукани проводника PEV-0.14, разделени на 2 групи от 6 проводника; III - 1 завъртане на тел МГШВ-0,35 с дължина 10 см
(виж Фиг. 5.7)	1 тороидално ядро, 400NN-4, K20X 12X6	I - 2 секции по 3,5 оборота всяка с проводник MGTFE-0,14; II-5.5 навивки с MGTFE-0.14 проводник
Л3, Л4 (вижте Фиг. 5.7, Фиг. 5.8)	1 тороидално ядро, YuOONM-ZB, K 10X6X3	I - 5 навивки на тел PEV-0.43
Л5 (виж Фиг. 5.8)	2 тороидални ядра, 400НН-4, К 12X6X4, 5 бр.	I - 8 навивки на тел PEV-0.43
T1(виж Фиг. 5.8)	2 колони по 6 тороидални ядра всяка, YuOONM-ZB, K5X	1 - 2 навивки на тел MPO-0.2; II - 1 завой на тръбна конструкция с разклонение от средата; I - намотката е разположена вътре в II
Т2(виж Фиг. 5.8)	2 колони с 5 тороидални ядра всяка, YuOONM-ZB, K7X X4X2	I - 2 навивки от 2 проводника MPO-0.2 с кран от точката на свързване на края на 1 проводник сначало 2; II - 1 намотка от тръбна структура с разклонение от средата; I намотка е разположена вътре във II

Край на масата. 5.2

Обозначаване	Конструкция на ядрото на трансформатора или индуктора, вид материал и размер	Брой навивки в първична I и вторична II намотка, клас на проводника, тип намотка, конструктивни характеристики
TK(виж Фиг. 5.8)	1 тороидално ядро, 100NN-4, K 16X8X6	I - 6 навивки от 16 усукани проводника PEV-0.31, разделени на 2 групи от по 8 проводника всяка, с разклонение от точката на свързване на края на група 1 с началото на група 2; II - 1 оборот на тел МГШВ-0,35 10 см
Т4(виж Фиг. 5.8)	2 колони по 7 тороидални ядра всяка, 400NN-4, K 16X8X6	I - 1 завъртане на тръбна конструкция с разклонение от средата; II - 2 навивки от 10 проводника MPO-0.2, свързани паралелно; II намотка е разположена вътре в I

Честотната лента при високи нива на мощност се определя до голяма степен от вериги за междукаскадно съгласуване, които използват специално проектирани широколентови трансформатори, както и вериги за коригиране на амплитудно-честотната характеристика и вериги за обратна връзка. И така, на фиг. На фигури 5.7 и 5.8 са показани усилвателни схеми с изходна мощност 15 и 80 W за радиопредаватели с мощност 10 и 50 W, работещи в диапазона 2 - 30 MHz. Основните им характеристики са дадени в табл. 5.1, а данните на използваните трансформатори и дросели са в табл. 5.2. Характеристиките на тези усилватели са относително ниско ниво на нежелани вибрации и относително малка неравномерност на амплитудно-честотната характеристика. Тези параметри, например, в 80 W усилвател се постигат чрез използване на зависима от честотата отрицателна обратна връзка в изходния етап (от вторичната намотка на трансформатора TKчрез резистори Р11 И Р12 към транзисторни бази VT3 И VT4) и в предпоследния етап (с помощта на резистори Р4 - Р7), исъщо и с коригиращи вериги ° С2 Р2, ° С3 Р3 И Р1 Л1 ° С1.

Можете също така да намалите неравномерността на усилването в честотната лента, като използвате коригиращи вериги на входа на крайния етап (кондензатор C7и индуктивност на проводника ABИ VG,които са ленти от фолио с дължина 30 mm и ширина 4 mm) и на изхода на усилвателя (индуктивност на трансформатора Т4и кондензатор С 13). Широколентовите трансформатори, използвани в тези усилватели, са в състояние да осигурят задоволително съгласуване не само в диапазона 2 - 30 MHz, но и при по-високи честоти. Въпреки това, при честоти над 30 MHz, по-добра производителност се получава с лентови трансформатори без феритни материали. Такива трансформатори, например, са използвани в усилвател с изходна мощност 80 W в диапазона 30 - 80 MHz (Таблица 5.3), чиято схема е показана на фиг. 5.9. Специална характеристика на този усилвател е използването на биполярни и полеви транзистори едновременно. Тази комбинация позволи да се подобрят характеристиките на шума във връзка с използването само на биполярни транзистори и, в сравнение с използването само на полеви устройства, да се подобрят енергийните характеристики на усилвателя.

Таблица 5.3

Обозначаване	Дизайн на трансформатор
T7, Т 6	Насочен съединител под формата на микролентова линия с дължина 720 mm и ширина 1,5 mm, изработен върху двустранен фолиен фибростъклен ламинат с размери 75X20X0,5 mm и поставен между две фибростъкло плочи, всяка от които е фолирана отвън. Габаритни размери 75Х20Х3,5 мм
T2, TZ	6 оборота на усукване от два проводника PEV-0.41 със стъпка на усукване от 3 оборота на 1 cm върху тороидална сърцевина MRYuOF-2-8 K7H4HZ
Т4, Т5	6 оборота на усукване от два проводника PEV2-0.41 със стъпка на усукване от 3 оборота на 1 cm върху тороидална сърцевина MRYuOF-2-8 K12X7X6
	I намотка от 1 навивка от печатен проводник с ширина 5 mm и II намотка от 2 навивки от печатен проводник с ширина 2 mm, разположени една срещу друга от различни страни на плоча от двустранно фолио от фибростъкло 80X18X0,5 mm, затворена между изол. облицовки от фибростъкло
	Печатен проводник с обща дължина 370 мм и ширина 10 мм на разстояние 168 мм и широчина плавно варираща от 10 до 3 мм на разстояние 168 - 370 мм, изработен върху фибростъкло FTS - 1 - 35 - Б - 0,12. Първата намотка е първата част на проводника с дължина 168 mm; втората намотка започва от средата на първата и завършва с края на проводника. Целият проводник е навит в спирала върху диелектрична рамка

Ориз. 5.9 Усилвателна схема с изходна мощност 80 W за честотен диапазон 30---80 MHz

Важен параметър на RF усилвател е неговата ефективност. Този параметър зависи от предназначението на усилвателя, неговите условия на работа и, като следствие, от конструктивната схема и използваните полупроводникови устройства. Тя е 40 - 90% за сигнални усилватели с постоянна или превключвана амплитуда (например с честотна и фазова модулация, честотна и амплитудна телеграфия) и 30 - 60% за линейни сигнални усилватели с амплитудна модулация. По-ниската от посочените стойности се обяснява с използването на енергийно неблагоприятни, но осигуряващи линейно усилване на ненапрегнати режими във всички етапи, както и режим А в предварителния, а често и в предпоследния етап на усилвателя. По-високите стойности са типични за ключовия режим на усилване на сигнали с постоянна или превключвана амплитуда (80 - 90%) или за амплитудно модулирани сигнали (50 - 60%), когато се използва методът на отделно усилване на компонентите на сигнала. Например, ефективност от най-малко 80% е получена в широколентов усилвател с мощност 4,5 kW с изходен етап от 32 транзистора, изграден, като се вземат предвид общите препоръки за режима на превключване и предприемане на мерки за елиминиране на преминаващи токове. Въпреки това, въпреки очевидните енергийни предимства на ключовия режим на работа, той все още се използва относително рядко в RF усилватели. Това се обяснява с редица характеристики, които например включват критичност към промените в натоварването, високо ниво на нежелани трептения, висока вероятност за превишаване на максимално допустимите транзисторни напрежения и трудността на регулирането при получаване на необходимите фазово-честотни характеристики , чиято стабилност трябва да бъде осигурена при условия на променящ се товар, захранващо напрежение и температурна среда. В допълнение, за реализиране на режим на превключване при високи честоти са необходими транзистори с изключително кратка продължителност на преходните процеси при включване и изключване.

Обещаваща посока за повишаване на енергийните характеристики на амплитудно модулираните усилватели на сигнала е квантуването на сигнала по ниво с отделно усилване на дискретни компоненти и последващото им сумиране, като се вземат предвид фазовите измествания.

За повишаване на ефективността на усилвателите важна роля играе качеството на съвпадение с товара, като се вземе предвид възможността за неговата промяна. Понастоящем този проблем се решава просто и в същото време най-ефективно чрез използване на феритни вентили и циркулационни помпи. Това обаче е така при относително високи честоти, поне над 80 MHz. С намаляването на честотата ефективността на използването на устройства за разделяне на ферит рязко пада. В тази връзка е от интерес да се проучат и последващото промишлено развитие на полупроводникови нереципрочни устройства с циркулационни свойства, които по принцип позволяват работа при ниски честоти. Ако използването на вентили или циркулационни помпи не е възможно, задоволителни резултати се получават чрез комбиниране на конвенционални съгласувателни устройства с автоматично управление на режима на работа на усилвателя. По този начин, чрез увеличаване на захранващото напрежение с увеличаване на съпротивлението на натоварване (с постоянно или леко намалено възбуждане) и намаляването му с намаляване на съпротивлението на натоварване с нарастващо възбуждане, е възможно да се получи не само постоянна изходна мощност, но и да се поддържа, под променящите се условия на натоварване, високата стойност на ефективност, получена в номинален режим. Възможностите на този метод за стабилизиране на изходната мощност обаче са ограничени от максимално допустимите токове и напрежения на използвания транзистор, както и от техническите възможности за съгласуване на ниски съпротивления. Поради тези причини прилаганият в момента диапазон от съпротивления на натоварване, в който все още е възможно да се постигне относително стабилна изходна мощност по този начин, е ограничен, както показват тестовете на усилвател с изходна мощност от 4,5 kW, до стойност на VSWR не повече от 3.

Ефектът на ниска чувствителност към несъответствие на товара може също да се получи чрез конструиране на усилвател, използващ верига за добавяне на мощност, използваща квадратурни суматори и делители на мощност. С подходящо възбуждащо напрежение в такъв усилвател може да се постигне, независимо от промяната на режима на работа на всяко от сумираните стъпала, леко изменение на общия консумиран ток и общата изходна мощност. При тестване на такива усилватели беше отбелязано, че промяната в изходната мощност по време на несъответствие на товара е същата като в линейните вериги, т.е. описва се с израз, близък до P/P n = 4p/(1+p) 2, където P n И Р- мощност в номиналния и несъответстващ товар, ap - VSWR, характеризиращ степента на несъответствие. Такава средна промяна, както показаха сравнителните тестове, е приблизително половината от тази на усилвател, изграден например с помощта на двутактна верига.

Има и други начини за намаляване на чувствителността на усилвателя към несъответствие на натоварването, но всички те са в една или друга степен по-ниски от разглежданите.

Напоследък основните параметри на усилвателя включват нивото на нежеланите трептения, които възникват по време на процеса на усилване на полезния сигнал. Такива трептения се появяват в усилвателя на мощност поради нелинейни процеси под въздействието на полезния сигнал f и смущения, идващи от пътя за генериране на сигнала (f f), източника на енергия (f p) и антената на радиопредавателя (f a). Външни трептения (смущения) от пътя на генериране на сигнала водят до нежелани излъчвания от радиопредавателното устройство не само на честотите на тези трептения ff, но и на честотите, образувани под въздействието на комбинирани трептения мф± nf f . Нивото на такова излъчване се определя от относителното ниво на нежеланите трептения на изхода на оформящия път, неговата промяна (преобразуване) в усилвателя на мощността, както и свойствата на филтриране и излъчване на възлите на радиопредавателното устройство, следващи усилвателя. Промяната в съотношението смущение / сигнал в усилвателя (K ​​y) се определя от схемата за превключване на транзистора, режима на работа на каскадите, стойността и честотата на полезния сигнал и смущението.

Най-голяма промяна в съотношението шум/сигнал се наблюдава в усилвател с OE, както и при ниско изходно съпротивление на източника на сигнал r Ж в усилвател с ОВ и при ниско съпротивление на натоварване r n в усилвател с ОК. С увеличаване на r g в усилвател с OB и r n в усилвател с OK K y -> 1. Когато усилвателят работи в режими A и B с включен транзистор, относителното ниво на шум не се променя, изместването на режима на работа към режим C води до увеличение и към режим AB, напротив, за намаляване на относителното ниво на смущение; в този случай увеличението е по-забележимо от намаляването. Увеличаването на интензивността на режима намалява относителното ниво на смущение. Колкото по-голяма е стойността на полезния сигнал , толкова повече се променя съотношението смущение/сигнал при един и същ режим на работа С увеличаване на честотата на сигнала и смущението, промяната Съотношението смущение/сигнал намалява.

Комбинационните трептения, възникващи под въздействието на смущения, са особено опасни, когато усилвателят работи в режим C, където нивото им на изхода на усилвателя е съизмеримо с нивото на смущенията. При промяна на режима на работа от C към A, нивото на комбинираните трептения от втори ред (f±fф) монотонно намалява, а третият (2f±fф) преминава през 0 в режим B и при достигане на минимум в областта на отрицателни стойности, което показва промяна във фазата на трептенията към противоположната , когато режим А клони към 0.

При равни други условия усилвателят с ОК се характеризира с най-голямо потискане на комбинираните трептения, следван от усилвателите с ОВ и ОЕ. В многостъпалния усилвател, за разлика от едностъпалния усилвател, смущението за всеки следващ етап, започвайки от втория, не само усилва нежеланите колебания на пътя на формиране, но и комбинационни и хармонични колебания на предишните етапи. Особено голямо е влиянието на втория хармоник; той повишава нивата на Раманови трептения от втори и трети ред и намалява съотношенията шум/сигнал. Това се проявява главно в режим C и всъщност липсва в A. Под негово влияние линейният режим на работа (K y = 1) се измества от режим B към C. Тези промени са точно противоположни, ако фазата на втория хармоник е някак си изкуствено променен на l.

Ниско ниво на комбинирани трептения, леко влошаване на съотношението шум / сигнал и в същото време приемливи енергийни характеристики са характерни за усилвател, чиито предварителни етапи работят в режими A - B, а изходният етап в B - C. Когато транзисторите се включват според схемата OK, режимите B - C могат да се използват и в предварителните етапи, но в изходния етап включването според схемата OK е неприемливо поради високата чувствителност на усилвателя към сигнали от външни източници радиопредаватели. Най-добрият вариант за изходното стъпало е да включите устройството според схемата OB или OE. В този случай влошаването на съотношението смущение/сигнал в усилвателя при ниско ниво на комбинирани трептения може да достигне максимум 3 dB. Но ако усилвателят е проектиран лошо, тази стойност може да се увеличи до 20 dB и най-високото ниво на нежелани трептения ще бъде не само при честотата на смущението, но и при честотите, причинени от тази интерференция на комбинирани трептения.

Когато има честотна разстройка между полезния сигнал и смущението, смущението се потиска най-ефективно в усилватели с филтри. Потискането се осъществява както с електронно комутирани филтри, така и чрез конструиране на усилвател, базиран на мощен автоосцилатор, управляван с помощта на фазово синхронизирана верига. В последния случай е възможно да се получи затихване на нежеланите компоненти - до 70 - 80 dB, като се започне от 5% отклонение на тяхната честота от честотата на полезния сигнал.

Съществуващите в момента транзистори в режим на работа при ниско напрежение на каскадата позволяват да се получи ниво на интермодулационни трептения от трети ред - (15 - 30) dB по отношение на смущенията, които са ги причинили при включване според схемата OE, приблизително 15 dB по-малко при включване по схемата OB и, обратно, 15 dB повече при включване по схемата OK. Допълнително потискане от около 15 - 20 dB може да се получи чрез квадратурно сумиране на модулните сигнали в изходния етап и поне още 15 dB чрез използване на феритен вентил или циркулатор на изхода на усилвателя.

Най-високо ниво на нежелани трептения се наблюдава при хармониците на полезния сигнал. В едностъпален усилвател, без да се вземат мерки за тяхното потискане, това ниво за втория и третия хармоник обикновено е - (15 - 20) dB. Чрез включване на каскади с помощта на верига за добавяне на мощност, използваща квадратурни и противофазни суматори и разделители, тя може да бъде намалена до - (30 - 40) dB. Ако филтърна група е инсталирана зад усилвателя, тогава това ниво се намалява допълнително с количеството на затихване на съответния филтър в лентата на спиране.

Използвайки филтри, можете да постигнете високо ниво на потискане на хармоничните компоненти. Все пак трябва да се подчертае, че отслабват хармоници; до ниво под - 120 dB е възможно само при много внимателно екраниране на ВЧ стъпалата и елиминиране на различни контактни връзки в пътя след усилвателя на мощността, включително ВЧ конектори, в които могат да се образуват хармонични трептения с еднакво ниво.

Както може да се види, съществуващите технически решения осигуряват високо потискане на нежеланите вибрации. Въпреки това, в редица случаи той все още се оказва недостатъчен за нормална работа на оборудването. По този начин, когато трансивърите, разположени на мобилни превозни средства, се доближат един до друг или когато работят като част от радиокомплекси, където е концентрирано голямо разнообразие от оборудване и трябва да функционира в изключително ограничено пространство, радиоприемниците често не могат да работят с техните кореспонденти веднага щом радиото предавател, разположен наблизо на друга комуникационна линия, е включен. Тази ситуация възниква поради това, че приемниците са изложени на някои нежелани излъчвания от радиопредавателя. Те включват предимно шум. Въпреки ниското си ниво, те са тези, които летят

най-голямата опасност при посочените условия, тъй като, имайки непрекъснат спектър и леко променяща се спектрална плътност с отстройка, те могат, ако не се вземат необходимите мерки, почти напълно да парализират работата на близките приемници.

Най-голямата опасност в разглежданата ситуация представляват смущенията от пътя на генериране на сигнала на предавателя и генерираните от тях комбинирани трептения в усилвателя на мощността, които, подобно на шума, заемат широк честотен диапазон и не могат да бъдат значително минимизирани при конструирането на усилвател съгласно обсъждания по-рано принцип на директно каскадно усилване на мощността.