IGBT se uključuje primjenom pozitivnog napona na kapiju (obično V G(on) = +15 V), tipična vrijednost napona isključivanja je u rasponu V G(off) = -5...-15 V. Pri određenim vrijednostima V G(uključeno) / VG (isključeno) dinamičke karakteristike prekidača mogu se podesiti otpornicima ugrađenim u kolo gejta i ograničavajući njegovu struju I G (vidi sliku 1, 2).
Rice. 1.
Rice. 2. A, B - ograničavanje struje uključivanja/isključivanja pomoću otpornika R G(uključeno), R G(isključeno), B - napon V GE i struja gejta I G
Odabirom ocjena R G(on)/R G(off) možete promijeniti vrijeme uključivanja, nivo dinamičkih gubitaka i prenapona uklopa, kao i niz drugih parametara, uključujući sastav spektra elektromagnetnih smetnji. Stoga je odabir impedanse drajvera jedan od najvažnijih koraka u dizajnu koji zahtijeva najveću pažnju.
Vrijednosti kapacitivnosti gejta zavise od napona kolektor-emiter V CE IGBT, pa se mijenjaju tokom njegovog prebacivanja. Odgovarajući grafikoni Cies, Coes, Cres naspram V CE dati su u tehničkim specifikacijama energetskih modula. Impedansa kontrolnog kola, koja ograničava vršnu vrijednost struje gejta I G u trenucima uključivanja i isključivanja, određuje vrijeme punjenja ulaznih kondenzatora. Slike 2a i 2b prikazuju strujna kola kada se koriste odvojeni otpornici na i off linijama R G(on) /R G(off), oblik struje gejta I G kada se primjenjuje kontrolni impuls V GE prikazan je na slici 2c.
Kako se vrijednosti R G(on)/R G(off) smanjuju, vremenska konstanta kruga punjenja se smanjuje, a vrijeme uključivanja t R /t F i nivo dinamičkih gubitaka E SW u skladu s tim se smanjuju. Uprkos pozitivnom efektu smanjenja rasipanje snage, povećanje brzine opadanja struje dovodi do opasnog porasta nivoa komutacionih prenapona V lutajući uzrokovano prisustvom distribuirane induktivnosti L S DC linka strujnih sabirnica: V stray = L S × di/dt.
Vizuelni prikaz ovog efekta dat je dijagramima prikazanim na slici 3.
Rice. 3. Povećanje preklopnog prenapona V luta sa povećanjem di/dt
Osjenčana površina grafikona, koja je proizvod struje kolektora I C i napona V CE tokom vremena isključenja, predstavlja gubitak energije E off.
Ako je dizajn DC sabirnice neuspješan i vrijednost L S je velika, naponski udar V može oštetiti prekidač za napajanje. Proces postaje posebno opasan u IGBT načinu gašenja tokom kratkog spoja (kratkog spoja), kada je di/dt vrijednost maksimalna. V lutajući nivo se može smanjiti odabirom veće vrijednosti za R Goff otpornik (15 oma umjesto 10 oma kao što je prikazano na slici). Zbog toga neki IGBT drajveri (na primjer, SKYPER 32PRO) implementiraju režim mekog isključivanja za SSD-ove (Soft Shut Down), u kojem se IGBT zaključava kroz poseban otpornik R G (isključen) velike vrijednosti. Prirodna cijena za to je povećanje gubitaka energije, stoga se pri korištenju modernih tipova IGBT-a i ispravne topologije DC sabirnice ne preporučuje korištenje SSD načina rada.
Takođe treba napomenuti da povećanje brzine prebacivanja, što dovodi do povećanja di/dt i dv/dt, takođe povećava nivo elektromagnetnih smetnji (EMI) koje emituje pretvarač. Tabela 1 pokazuje kako promjena vrijednosti otpornika gejta utiče na osnovne dinamičke karakteristike IGBT-a.
Tabela 1. Utjecaj otpornika kapije na dinamička svojstva IGBT-a
| Dinamičke karakteristike | RG- | RG¯ |
|---|---|---|
| Vrijeme uključivanja, t uključeno | ← | ↓ |
| Vrijeme isključenja, t isključeno | ← | ↓ |
| Uključite energiju, E uključen | ← | ↓ |
| Energija isključenja, E isključen | ← | ↓ |
| Vršna udarna struja (IGBT) | ↓ | ← |
| Vršna struja isključivanja (dioda) | ↓ | ← |
| Brzina promjene napona, dv/dt | ↓ | ← |
| Brzina promjene struje, di/dt | ↓ | ← |
| Preklopni nivo prenapona, V lutalica | ↓ | ← |
| Nivo elektromagnetnih smetnji (EMI). | ↓ | ← |
SEMIKRON je nedavno lansirao četvrtu generaciju modula baziranih na IGBT Trench 4 kristalima i brzim CAL 4 diodama. Jedna od glavnih prednosti novih modula je brzina promjene struje di/dt smanjena za skoro 30% uz nižu (oko 20%) energetsku vrijednost gubitka. Zahvaljujući tome, upotreba novih ključeva omogućava ne samo povećanje efikasnosti konverzije, već i poboljšanje elektromagnetne kompatibilnosti i smanjenje rizika od kvara u hitnim situacijama.
Dinamičke karakteristike IGBT diode u kutiji također zavise od vrijednosti gejt otpornika i u velikoj mjeri određuju njegovu minimalnu vrijednost. Brzina uključivanja tranzistora ne bi trebala prelaziti brzinu povratka diode: smanjenje vrijednosti R G i odgovarajuće povećanje diC/dt dovode ne samo do povećanja nivoa prenapona kada je IGBT isključen. , ali također stvara dinamički stres za diodu.
U svojim modulima SEMIKRON koristi brze diode proizvedene korištenjem vlastite CAL (Controlled Axial Lifetime) tehnologije, koja vam omogućava promjenu vijeka trajanja nosača. Njihova glavna razlika je glatka dirr/dt karakteristika povratnog oporavka i dinamičke karakteristike optimalno usklađene sa IGBT. Ovo pomaže da se smanji nivo dinamičkih gubitaka i EMI, kao i da se smanji veličina prenapona tokom gašenja.
Odabir otpornika na kapiji
Po pravilu, izlazni stepen drajvera je izgrađen prema push-pull kolu sa podeljenim izlazom, kao što je prikazano na slici 1. Ulazi oba MOSFET tranzistora kontrolišu se jednim logičkim signalom: kada je visok, N -prekidač kanala je otvoren, a kada je nivo nizak, otvara se prekidač P-kanala. Korištenje podijeljenog izlaza omogućava vam generiranje asimetričnog upravljačkog napona V GE i odabir vrijednosti otpornika R G nezavisno za režime uključivanja i isključivanja.
Optimizacija upravljačkog kruga kapije uključuje odabir R G(on) / R G(off) ocjena (na datoj vrijednosti V GE) koje osiguravaju minimalni nivo dinamičkih gubitaka, odsustvo opasnih oscilacija tokom prebacivanja, nisku povratnu struju oporavka boksera dioda, i nizak nivo sklopnih prenapona. Potraga za optimumom je komplikovana činjenicom da su neki od navedenih parametara u međusobnom sukobu (vidi tabelu 1).
Tipično, manji otpornik kapije je potreban za pokretanje većeg IGBT i obrnuto. Istovremeno, vrijednost R G naznačena kao referenca (R Gref) u tehničkim specifikacijama ne pruža uvijek najbolju ravnotežu gore navedenih svojstava. Optimalna vrijednost otpornika za većinu specifičnih aplikacija je u rasponu R Gref ...2 × R Gref. Po pravilu, vrijednost R Gref je ujedno i minimalna preporučena vrijednost, koja osigurava sigurno isključivanje maksimalno dozvoljene impulsne struje IGBT (ICM). Podsjetimo da je sigurno radno područje (OSA ili SOA) normalizirano za ICM ili dvostruku nazivnu struju kolektora ICM = 2 × I C .
U većini praktičnih krugova otpor 2 × R Gref osigurava potrebnu ravnotežu i s njim počinje proces optimizacije dinamičkih karakteristika. Smanjenje vrijednosti otpornika gejta moguće je samo sve dok rastuća trenutna brzina prebacivanja di/dt ne uzrokuje nastanak opasnih prenapona. Također treba imati na umu da smanjenje impedancije pogonskog kruga kapije dovodi do povećanja trenutnog opterećenja na drajveru i povećanja disipacije snage.
Ispravan izbor R G tokom projektovanja mora biti potvrđen ispitivanjima gotove konstrukcije, uključujući analizu termičkih uslova i merenje vrednosti V lutanja u svim radnim uslovima do kratkog spoja. Upravo to je metodologija koju koristi dizajnerski centar SEMIKRON u Francuskoj, koji je tokom 35 godina razvio više od 12.000 projekata za različite uređaje kapaciteta u rasponu od desetina kW do jedinica MW.
Prilikom odabira otpora kapije treba uzeti u obzir da se tokom protoka struja punjenja/pražnjenja na njemu može raspršiti velika količina snage. Preporučuje se odabir otpornika koji imaju niski temperaturni koeficijent TCR i raspon vrijednosti koji ne prelazi 1%. U većini slučajeva, dobro rješenje je korištenje paralelne veze određenog broja SMD otpornika (MELF, MINI-MELF). Ovo osigurava visoku otpornost na impulsna preopterećenja, dobru distribuciju topline i neosjetljivost kola na kvar jednog od otpora.
Greška u odabiru R G može dovesti do krajnje nepoželjnih posljedica, te je potrebno analizirati utjecaj upravljačkog kruga kapije na sve režime rada pretvarača. Na primjer, povećanje RG ocjene, što omogućava smanjenje razine emisija prekidača, neizbježno će dovesti do povećanja dinamičkih gubitaka i pregrijavanja prekidača za napajanje. Moguća posljedica korištenja nerazumno velikog otpornika gejta može biti prijelaz IGBT-a u linearni način rada i pojava oscilacija u krugu gejta. Zauzvrat, kao što je već napomenuto, rezultat korištenja premalog R G je povećanje napona tokom prebacivanja i povećanje razine EMI.
Projektant mora biti svjestan da optimizacija pogonskog kruga kapije ne može kompenzirati negativne efekte uzrokovane lošim dizajnom DC sabirnice koji ne obezbjeđuje nisku vrijednost distribuirane induktivnosti L S. U ovom slučaju, nivo preklopnih prenapona može biti opasan čak iu nominalnim radnim uvjetima, stoga je minimiziranje vrijednosti L S prvi i glavni zadatak razvoja DC veze. Tek ako je ovaj problem riješen, možemo razmišljati o optimizaciji R G-a i preporučljivosti korištenja SSD soft shutdown moda.
Trenutno se MOSFET i IGBT tranzistori uglavnom koriste kao prekidači velike i srednje snage. Ako ove tranzistore smatramo opterećenjem za njihov upravljački krug, onda su to kondenzatori kapaciteta hiljada pikofarada. Da bi se tranzistor otvorio, ovaj kapacitet se mora napuniti, a pri zatvaranju isprazniti, i to što je brže moguće. To treba učiniti ne samo da bi vaš tranzistor imao vremena da radi na visokim frekvencijama. Što je veći napon gejta tranzistora, to je manji otpor kanala za MOSFET ili niži napon zasićenja kolektor-emiter za IGBT tranzistore. Prag napona za otvaranje tranzistora je obično 2-4 volta, a maksimum pri kojem je tranzistor potpuno otvoren je 10-15 volti. Stoga treba primijeniti napon od 10-15 volti. Ali čak i u ovom slučaju, kapacitivnost kapije se ne puni odmah i neko vrijeme tranzistor radi u nelinearnom dijelu svoje karakteristike sa visokim otporom kanala, što dovodi do velikog pada napona na tranzistoru i njegovog prekomjernog zagrijavanja. Ovo je takozvana manifestacija Millerovog efekta.
Kako bi se kapacitivnost gejta brzo napunila i tranzistor otvorio, potrebno je da vaš upravljački krug može osigurati što veću struju punjenja tranzistoru. Kapacitet kapije tranzistora može se saznati iz pasoških podataka za proizvod, a prilikom izračunavanja treba uzeti Cvx = Ciss.
Na primjer, uzmimo MOSFET tranzistor IRF740. Ima sledeće karakteristike koje nas zanimaju:
Vrijeme otvaranja (vrijeme uspona - Tr) = 27 (ns)
Vrijeme zatvaranja (Vrijeme pada - Tf) = 24 (ns)
Ulazni kapacitet - Ciss = 1400 (pF)
Maksimalnu struju otvaranja tranzistora izračunavamo kao:
Određujemo maksimalnu struju zatvaranja tranzistora koristeći isti princip:
Budući da obično koristimo 12 volti za napajanje upravljačkog kruga, odredit ćemo otpornik koji ograničava struju koristeći Ohmov zakon.
Odnosno, otpornik Rg=20 Ohm, prema standardnoj seriji E24.
Imajte na umu da takav tranzistor nije moguće kontrolisati direktno iz kontrolera; uvesti ću da će maksimalni napon koji kontroler može pružiti biti unutar 5 volti, a maksimalna struja unutar 50 mA. Izlaz kontrolera će biti preopterećen, a tranzistor će pokazati Millerov efekat, a vaše kolo će vrlo brzo otkazati, jer će se neko, bilo kontroler ili tranzistor, prvi pregrijati.
Stoga je neophodno odabrati pravi vozač.
Drajver je impulsno pojačalo snage i dizajnirano je za kontrolu prekidača napajanja. Drajveri mogu biti gornji i donji tasteri odvojeno, ili kombinovani u jedno kućište u upravljački program za gornji i donji taster, na primer, kao što su IR2110 ili IR2113.
Na osnovu gore predstavljenih informacija, moramo odabrati drajver sposoban da održi struju tranzistorske kapije Ig = 622 mA.
Stoga ćemo koristiti IR2011 drajver sposoban da podrži struju gejta Ig = 1000 mA.
Također je potrebno uzeti u obzir maksimalni napon opterećenja koji će sklopke uključiti. U ovom slučaju to je jednako 200 volti.
Sljedeći vrlo važan parametar je brzina zaključavanja. Ovo eliminira protok prolaznih struja u push-pull krugovima prikazanim na donjoj slici, uzrokujući gubitke i pregrijavanje.
Ako pažljivo pročitate početak članka, tada prema podacima iz pasoša tranzistora možete vidjeti da bi vrijeme zatvaranja trebalo biti manje od vremena otvaranja i, shodno tome, struja isključivanja trebala bi biti veća od struje otvaranja Ako >Ir. Moguće je obezbijediti veću struju zatvaranja smanjenjem otpora Rg, ali tada će se i struja otvaranja povećati, što će uticati na veličinu prenapona sklopnog napona pri gašenju, ovisno o brzini opadanja struje di/dt. Sa ove tačke gledišta, povećanje brzine prebacivanja je u velikoj meri negativan faktor koji smanjuje pouzdanost uređaja.
U ovom slučaju ćemo iskoristiti izvanredno svojstvo poluvodiča da propuštaju struju u jednom smjeru i ugradit ćemo diodu u kolo gejta koja će proći struju isključivanja tranzistora If.
Dakle, struja gejta Ir će teći kroz otpornik R1, a struja gejta If će teći kroz diodu VD1, a pošto je otpor p–n spoja diode mnogo manji od otpora otpornika R1, onda ako je>Ir . Kako bismo osigurali da struja isključivanja ne prelazi svoju vrijednost, spojimo otpornik u seriju s diodom, čiji će se otpor odrediti zanemarivanjem otpora diode u otvorenom stanju.
Uzmimo najbliži manji iz standardne serije E24 R2=16 Ohm.
Pogledajmo sada šta znače naziv drajvera gornjeg i donjeg tastera.
Poznato je da se MOSFET i IGBT tranzistori kontroliraju naponom, odnosno naponom gejt-izvor (Gate-Source) Ugs.
Šta su gornji i donji tasteri? Na slici ispod prikazan je dijagram polumosta. Ovo kolo sadrži gornji i donji ključ, VT1 i VT2, respektivno. Gornji prekidač VT1 povezan je odvodom sa pozitivnim napajanjem Vcc, a izvorom sa opterećenjem i mora se otvoriti naponom primenjenim u odnosu na izvor. Donji ključ, odvod je spojen na opterećenje, a izvor je priključen na negativno napajanje (uzemljenje), i mora se otvoriti naponom primijenjenim u odnosu na masu.
A ako je s donjim ključem sve vrlo jasno, dovedite 12 volti na njega - otvori se, primijenite 0 volti na njega - zatvori se, tada vam je za gornji ključ potreban poseban krug koji će ga otvoriti u odnosu na napon na izvoru tranzistora. Ova šema je već implementirana unutar drajvera. Sve što trebamo je da drajveru dodamo pojačani kapacitet C2, koji će se puniti naponom napajanja drajvera, ali u odnosu na izvor tranzistora, kao što je prikazano na slici ispod. Sa ovim naponom će se otključati gornji ključ.
Ovaj krug je prilično izvodljiv, ali upotreba pojačanog kapaciteta omogućava mu rad u uskim rasponima. Ovaj kapacitet se puni kada je donji tranzistor otvoren i ne može biti prevelik ako kolo mora raditi na visokim frekvencijama, a također ne može biti premali kada radi na niskim frekvencijama. Odnosno, s ovim dizajnom ne možemo držati gornji prekidač otvoren beskonačno; on će se zatvoriti odmah nakon što se kondenzator C2 isprazni, ali ako koristimo veći kapacitet, možda neće imati vremena da se napuni do sljedećeg perioda rada tranzistora .
Susreli smo se s ovim problemom više puta i vrlo često smo morali eksperimentirati s odabirom pojačivača kapaciteta prilikom promjene frekvencije prebacivanja ili algoritma rada kola. Problem je s vremenom riješen i to vrlo jednostavno, na najpouzdaniji i “skoro” jeftin način. Dok smo proučavali Tehničke reference za DMC1500, zainteresovali smo se za svrhu P8 konektora.
Nakon što smo pažljivo pročitali priručnik i temeljito razumjeli krug cijelog pogona, pokazalo se da je ovo konektor za spajanje zasebnog, galvanski izoliranog napajanja. Minus napajanja spajamo na izvor gornjeg prekidača, a plus na ulaz Vb drajvera i pozitivnu nogu kapacitivnosti pojačala. Dakle, kondenzator se stalno puni, što omogućava da gornji ključ ostane otvoren onoliko dugo koliko je potrebno, bez obzira na stanje donjeg ključa. Ovaj dodatak shemi vam omogućava da implementirate bilo koji algoritam za prebacivanje ključa.
Kao izvor napajanja za punjenje kapacitivnosti pojačivača, možete koristiti ili konvencionalni transformator s ispravljačem i filterom ili DC-DC pretvarač.
Objavljeno 15.05.2014
Dizajn energetskog dijela obično počinje odabirom tipki. Najprikladniji tranzistori sa efektom polja za ovo su MOSFET-ovi. Izbor energetskih tranzistora vrši se na osnovu podataka o maksimalno mogućoj struji i naponu mreže napajanja motora.
Izbor tranzistora snage
Tranzistori moraju izdržati radnu struju s određenom marginom. Stoga se biraju tranzistori sa efektom polja s radnom strujom 1,2-2 puta većom od maksimalne struje motora. Karakteristike tranzistora sa efektom polja mogu ukazivati na nekoliko trenutnih vrijednosti za različite modove. Ponekad ukazuju na struju koju kristal može izdržati Id (Silicon Limited)(veći je) i struja je ograničena mogućnostima tijela tranzistora Id (paket ograničen)(manji je). Na primjer:
Osim toga, pojavljuje se struja za pulsni način rada ( Impulsna struja odvoda), što je znatno veće (nekoliko puta) od maksimalno moguće istosmjerne struje.
Potrebno je odabrati tranzistore za jednosmjernu struju, a ne obraćati pažnju na parametre naznačene za impulsni način rada. Prilikom odabira tranzistora uzima se u obzir samo vrijednost istosmjerne struje. U ovom slučaju - 195A.
Ako je nemoguće odabrati tranzistor sa potrebnom radnom strujom, nekoliko tranzistora se povezuje paralelno.
U tom slučaju obavezno koristite otpornike navedene na dijagramu. Njihova nominalna vrijednost je jedinica Ohma, ali zahvaljujući njima, paralelno povezani tranzistori se istovremeno otvaraju. Ako ovi otpornici nisu instalirani, može nastati situacija kada se jedan od tranzistora otvori, ali ostali još ne. Za ovo kratko vrijeme sva snaga pada na jedan tranzistor i onesposobljava ga. Određivanje vrijednosti ovih otpornika je razmotreno u nastavku. Dva tranzistora povezana paralelno mogu izdržati dvostruko veću struju. 3 – 3 puta više. Ali ne biste to trebali zloupotrebljavati i graditi prekidače od velikog broja malih tranzistora.
Odabir tranzistora s efektom polja po naponu također se vrši s marginom od najmanje 1,3 puta. Ovo se radi kako bi se izbjegao kvar tranzistora zbog napona tokom prebacivanja.
Osim gore navedenih parametara, trebali biste pitati o maksimalnoj radnoj temperaturi tranzistora i da li će izdržati potrebnu struju na ovoj temperaturi. Jedna od najvažnijih karakteristika je otpor otvorenog tranzistora. Njegove vrijednosti mogu doseći nekoliko miljoma. Na prvi pogled je vrlo mali, ali pri velikim strujama na njemu će se stvarati značajne količine topline, koja će se morati ukloniti. Snaga koja će zagrijati tranzistor u otvorenom stanju izračunava se po formuli:
P=Rds*Id^2
gdje:
Rds– otpor otvorenog tranzistora;
Id– struja koja teče kroz tranzistor.
Pa, to je tranzistor irfp4468pbf Ako je referenca 2,6 mOhm, tada će se ispod sata prijenosa od 195 A vidjeti 98,865 W topline. U slučaju trofaznih mosnih kola, u svakom trenutku su otvorena samo dva ključa. Dakle, na dva zatvorena tranzistora će se vidjeti ista količina toplote (po 98,865 W, ukupno – 197,73 W). Svi smradovi ne rade cijeli sat, ali nakon nekog vremena - u paru, zatim skin par ključeva radi 1/3 sata. Ispravno je reći da će toplina na svim tipkama iznositi 197,73 W topline, a na koži tipki (98,865 / 3 = 32,955 W). Ovo je da bi se osiguralo kontinuirano hlađenje tranzistora.
Dakle, ako je tranzistor irfp4468pbf ima otpor od 2,6 mOhm, tada će pri struji od 195 A generirati 98,865 vati topline. U slučaju trofaznog mostnog kola, u svakom trenutku su otvorena samo dva prekidača. Odnosno, dva otvorena tranzistora će generisati istu količinu toplote (po 98,865 W, ukupno 197,73 W). Ali oni ne rade cijelo vrijeme, već naizmjence - u parovima, odnosno svaki par ključeva radi 1/3 vremena. Dakle, ispravno je reći da će generalno 197,73 W toplote biti generisano na svim tasterima, i na svakom od tastera (98.865 / 3 = 32.955 W). Mora se osigurati odgovarajuće hlađenje tranzistora.
Ali postoji jedno "ali"
Približno smo izračunali toplotne gubitke koji nastaju u periodu kada su ključevi potpuno otvoreni. Međutim, ne smijemo zaboraviti da ključeve karakteriziraju takvi fenomeni kao što su prolazni procesi. Upravo u trenutku uključivanja, kada se otpor prekidača mijenja od praktički nule do skoro beskonačnosti i obrnuto, dolazi do najveće proizvodnje topline, koja je znatno veća od gubitaka koji nastaju kod otvorenih prekidača.
Jasno je da možemo opteretiti 0,55 Ohma. Napon pod naponom je 100V. Kada su prekidači otvoreni, izlazni napon je 100/0,55 = 181 A. Tranzistor se isključuje i u trenutnom trenutku njegov kontakt pada na 1 Ohm. Jedan sat za drugim protok je 100/(1+0,55)=64,5A Da li se sećate formule za izračunavanje toplotnog stresa? Ispostavilo se da je ovo vrlo kratak sat potrošnje topline na tranzistoru (1+0,55)*(64,5^2) = 6448 W. Ono što je znatno manje kada je ključ otključan. Ako tranzistor dostigne 100 Ohma, on će trošiti 99,45 W. Ako tranzistor naraste do 1 KOhm, potrošnja će biti 9,98 W. Ako tranzistor naraste do 10 KOhm, potrošnja će biti 0,99 W.
Zamislimo da imamo opterećenje od 0,55 Ohma. Napon napajanja 100V. Kada su prekidači potpuno otvoreni, dobijamo struju od 100 / 0,55 = 181 A. Tranzistor se zatvara i u nekom trenutku njegov otpor dostiže 1 Ohm. U ovom trenutku kroz njega teče struja od 100 / (1 + 0,55) = 64,5 A. Sjećate li se formule po kojoj se izračunava toplinska snaga? Ispostavilo se da je u ovom vrlo kratkom trenutku gubitak topline na tranzistoru (1 + 0,55) * (64,5 ^ 2) = 6448 W. Što je znatno više nego kod javnog ključa. Kada se otpor tranzistora poveća na 100 Ohma, gubitak će biti 99,45 W. Kada se otpor tranzistora poveća na 1 kOhm, gubitak će biti 9,98 W. Kada se otpor tranzistora poveća na 10 kOhm, gubitak će biti 0,99 W.
Ako kreirate veoma moćan sistem hlađenja, više toplote će se generisati u tranzistoru nego što može fizički ukloniti iz sebe (pogledajte: Maksimalna disipacija snage), izgorjet će.
Dakle, nije teško shvatiti da što se tasteri brže menjaju, to je manji gubitak toplote i niža temperatura tastera.
Na brzinu prebacivanja prekidača utiču: kapacitivnost gejta tranzistora sa efektom polja, vrednost otpornika u kolu gejta i snaga drajvera prekidača. Koliko će ključevi efikasno raditi zavisi od pravilnog izbora ovih elemenata.
Ponekad ljudi vjeruju da mogu povećati snagu regulatora samo promjenom ključeva na moćnije. Ovo nije sasvim tačno. Snažniji tranzistori imaju veći kapacitet kapije, a to povećava vrijeme otvaranja tranzistora, što utiče na njihovu temperaturu. To se rijetko događa, ali imao sam slučaj kada je jednostavna zamjena tranzistora sa jačim povećala njihovu temperaturu zbog činjenice da se njihovo vrijeme uključivanja povećalo. Dakle, snažniji tranzistori zahtijevaju snažnije drajvere.
MOSFET ključevi drajveri
Šta je ključni pokretač i zašto je potreban? Zašto su nam uopšte potrebni vozači? Možete uključiti tranzistore sa efektom polja kao što je prikazano na dijagramu:
Da, u ovom slučaju bipolarni tranzistori djeluju kao pokretači. Ovo je takođe prihvatljivo. Postoje i kola u kojima se tranzistori sa P-kanalom koriste kao gornji prekidači, a sa N-kanalom kao donji. Odnosno, koriste se dvije vrste tranzistora, što nije uvijek zgodno. Osim toga, tranzistore P-kanala velike snage je gotovo nemoguće pronaći. Obično se ova kombinacija tranzistora s različitim kanalima koristi u kontrolerima male snage kako bi se pojednostavio krug.
Mnogo je prikladnije koristiti tranzistore istog tipa, obično samo N-kanalne, ali to zahtijeva usklađenost s nekim zahtjevima za kontrolu gornjih tranzistora mosta. Napon gejta tranzistora mora se primijeniti u odnosu na njihove izvore (Izvor). U slučaju donjeg prekidača, nema pitanja, njegov zavoj (Izvor) je spojen na masu i možemo sigurno primijeniti napon na kapiju donjeg tranzistora u odnosu na masu. U slučaju gornjeg tranzistora sve je nešto složenije, jer se napon na njegovom izvoru (Izvoru) mijenja u odnosu na masu.
Objasniće. Zamislimo da je gornji tranzistor otvoren i struja teče kroz njega. U ovom stanju, prilično mali napon pada na tranzistoru i možemo reći da je napon na izvoru izvora gornjeg tranzistora gotovo jednak naponu napajanja motora. Usput, da bi gornji tranzistor držao otvorenim, potrebno je da dovedete napon na njegovu kapiju, napon na njegovom izvoru (Izvoru) je veći, odnosno napon napajanja motora je veći.
Ako je gornji tranzistor zatvoren, a donji otvoren, tada na izvoru (Izvoru) gornjeg tranzistora napon dostiže gotovo nulu.
Gornji drajver prekidača napaja kapiju tranzistora sa efektom polja potrebnim naponom u odnosu na njegove izvore (Izvor), i osigurava stvaranje napona većeg od napona napajanja motora za kontrolu tranzistora. Ovo, i ne samo ovo, je ono što rade upravljački programi MOSFET prekidača.
Izbor i raznolikost vozača
Raznolikost vozača je prilično velika. Zainteresovani smo za drajvere koji imaju dva ulaza za gornji i donji taster (driver za gornji i donji taster). Na primjer: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113 itd. Morate obratiti pažnju na parametar Vgs tvoji tranzistori. Većina drajvera je dizajnirana za Vgs=20V. Ako Vgs tranzistori, izlazni napon drajvera je niži, na primjer Vgs tranzistor = 5V, tada će drajveri sa izlaznim naponom od 20V oštetiti takve tranzistore.
Većina drajvera se napaja naponom od 10-20V i podržava ulazne signale različitih nivoa -3.3V, 5V, 15V.
Postoje drajveri za trofazna mostna kola, na primjer:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2130, IR2131, IR21, IR21 2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Takvi ključni pokretači mogu biti najprikladnija opcija. Osim toga, neki trofazni drajveri imaju dodatnu funkciju za zaštitu prekidača od prevelike struje itd. Prilično zanimljiva serija drajvera IRS233x(D). Pruža širok spektar zaštita, uključujući zaštitu od prenapona, zaštitu od kratkog spoja, zaštitu od preopterećenja, zaštitu od podnapona sabirnice, zaštitu od podnapona napajanja i zaštitu od ukrštanja.
Jedan od najvažnijih indikatora drajvera je maksimalna izlazna struja. Obično od 200mA do 4000mA. Možda se čini da je 4 ampera previše. Ali kalkulator odlučuje o svemu. Kao što je gore navedeno, brzina prebacivanja tipki je vrlo važna stvar. Što je vozač snažniji, manje vremena se troši na prebacivanje ključeva. Možete grubo izračunati vrijeme prebacivanja ključa koristeći formulu:
tona = Qg*(Rh+R+Rg)/U
gdje:
Qg– potpuno napunjenost kapije tranzistora sa efektom polja;
Rh– unutrašnji otpor vozača. Izračunava se kao U/Imax, gdje je U napon napajanja drajvera, Imax je maksimalna izlazna struja. Imajte na umu da maksimalna izlazna struja može biti različita za gornji i donji tranzistor;
R– otpor otpornika u kolu gejta;
Rg– unutrašnji otpor gejta tranzistora;
U– napon napajanja vozača.
Na primjer, ako koristimo tranzistor irfp4468pbf i vozača IR2101 sa maksimalnom strujom od 200mA. A u krugu kapije nalazi se otpornik od 20 Ohma, tada je vrijeme prebacivanja tranzistora:
540*(12/0,2 + 20 + 0,8)/12 = 3636 nS
Zamjena drajvera sa IR2010, sa maksimalnom strujom od 3A, i otpornikom u krugu kapije od 2 oma, dobijamo sljedeće vrijeme prebacivanja:
540*(12/3+2+0,8)/12 = 306 nS
Odnosno, sa novim drajverom vreme prebacivanja je smanjeno za više od 10 puta. Tako će se toplotni gubici na tranzistorima značajno smanjiti.
Proračun otpornika u krugu kapije
Za sebe sam razvio sljedeće pravilo: otpor otpornika u krugu gejta tranzistora sa efektom polja ne smije biti manji od unutrašnjeg otpora drajvera, podijeljenog sa 3. Na primjer, drajver IR2101 Napaja se naponom od 12V, maksimalna struja – 0,25A. Njegov unutrašnji otpor: 12V / 0.25 = 48Ohm. U ovom slučaju, otpornik u krugu gejta tranzistora sa efektom polja mora biti veći od 48/3 = 16 Ohm. Ako vrijeme prebacivanja tranzistora sa odabranim otpornicima nije zadovoljavajuće, trebali biste odabrati jači drajver.
Ovu tehniku ne mogu nazvati idealnom, ali je isprobana u praksi. Ako neko može da razjasni ovu stvar, bio bih zahvalan.
Ponekad se dioda sa ili bez otpornika dodaje u kolo gejta tranzistora.
Budući da u mnogim slučajevima energetski tranzistori rade s induktivnim opterećenjem, moraju se koristiti zaštitne diode. Ako ih nema, onda kada se tranzistor isključi zbog prolaznih procesa, doći će do prenapona na induktivnostima (namotajima motora), koji u mnogim slučajevima probija tranzistor i onemogućuje ga.
Mnogi tranzistori snage već imaju interne zaštitne diode i nema potrebe za korištenjem vanjskih dioda. Ali ne zaboravite to provjeriti u dokumentaciji za tranzistor.
Mrtvo vrijeme
Promjena stanja prekidača za napajanje u kontroleru trofaznog motora bez četkica izvodi se u sljedećem redoslijedu:
- isključite ključ koji treba isključiti;
- čekamo neko vrijeme (Dead-Time) dok se tranzistor ne zatvori (ranije smo izračunali približno vrijeme uključivanja tranzistora) i prijelazne procese povezane s krajem prebacivanja;
- uključite ključ koji treba da se uključi.
Svi gornji i donji drajveri prekidača imaju kašnjenje između izlaznih signala kako bi se spriječilo otvaranje oba tranzistora istovremeno (vidi:). Ali ovo kašnjenje je prekratko. Neki drajveri gornjeg i donjeg ključa imaju real Mrtvo vrijeme. Ali u našem slučaju to neće nimalo pomoći, jer ako se sjetimo kako se tipke mijenjaju (vidi: ), onda ćemo vidjeti da nikada ne postoji situacija da se tipke jedne ruke mijenjaju. Dakle, upravljajte Mrtvo vrijeme mora mikrokontroler. Jedini izuzetak može biti ako koristite poseban trofazni drajver koji kontrolira svih šest tipki i ima pravi Mrtvo vrijeme.
Senzori struje
Tradicionalno, šant se koristi kao senzor struje. Znajući njegov otpor, izmjerite napon na njemu i izračunajte struju. Ali za moćne sisteme, upotreba šanta nije uvijek tehnički opravdana zbog prevelikih gubitaka topline na njemu. Senzori struje sa Holovim efektom imaju praktički nula otpora, tako da se ne zagrijavaju. Osim toga, u pravilu je napajanje i nivo izlaznog signala takvih senzora u rasponu od 5V, što je vrlo zgodno za implementaciju regulatora na mikrokontrolerima. Trenutno su trenutni senzori kompanije prilično popularni Allegro MicroSystems, na primjer serije ACS71X, ACS75X.
Pored uobičajenog mjerenja strujnog nivoa mikrokontrolerom, razumno je napraviti sklop hardverske zaštite od prekoračenja kritičnog strujnog nivoa. Mikrokontroleru je potrebno neko vrijeme da izmjeri trenutni nivo. Osim toga, struja se periodično mjeri nakon nekog vremena. Takva kašnjenja, kao i moguće softverske greške, mogu stvoriti situaciju da kritična struja uspije oštetiti uređaj prije nego što stigne sljedeće mjerenje. Kolo mora isključiti prekidače za napajanje kada struja pređe kritičnu vrijednost, bez obzira na rad mikrokontrolera. Za implementaciju takvog kruga obično se koristi komparator, na čiji se ulaz napaja signal iz strujnog senzora i referentni signal. Kada je dozvoljena struja prekoračena, komparator se aktivira. Izlaz komparatora se koristi kao diskretni signal u logičkim kolima; prekidači se isključuju u slučaju nužde. Ova implementacija ima najmanje kašnjenje.
Drajver je pojačalo snage i namijenjen je za direktnu kontrolu prekidača za napajanje (ponekad i tipki) pretvarača. Mora pojačati upravljački signal u smislu snage i napona i, ako je potrebno, obezbijediti njegov potencijalni pomak.
Prilikom odabira drajvera potrebno je uskladiti njegove izlazne parametre sa ulaznim parametrima moćnog prekidača (MOSFET tranzistor, IGBT).
1. MOS tranzistori i IGBT su uređaji kontrolisani naponom, međutim, da bi se povećao ulazni napon do optimalnog nivoa (12-15 V), potrebno je obezbediti odgovarajuće punjenje u krugu gejta.
3. Da biste ograničili brzinu porasta struje i smanjili dinamički šum, potrebno je koristiti serijske otpore u krugu kapije.
Drajveri za upravljanje složenim pretvaračkim kolama sadrže veliki broj elemenata, pa se proizvode u obliku integrisanih kola. Ova mikro kola, pored pojačala snage, sadrže i kola za konverziju nivoa, pomoćnu logiku, kola za kašnjenje za formiranje „mrtvog“ vremena, kao i niz zaštita, na primer od prekomerne struje i kratkog spoja, podnapona i niza drugih. . Mnoge kompanije proizvode veliki funkcionalni opseg: donji upravljački sklop za most, gornji i donji pogonski sklop sklopa, gornji i donji pogonski sklop s nezavisnom kontrolom svakog od njih, polumost drajvera, koji često imaju samo jedan upravljački ulaz i mogu se koristiti za simetrično zakon upravljanja, drajveri za kontrolu svih tranzistora u krugu mosta.
Tipično kolo za povezivanje drajvera gornjeg i donjeg ključa iz International Rectifier IR2110 sa principom bootstrap napajanja prikazano je na slici 3.1, a. Oba ključa se kontrolišu nezavisno. Razlika između ovog drajvera i ostalih je u tome što IR2110 ima dodatni krug za konverziju nivoa u donjem i gornjem kanalu, što vam omogućava da odvojite napajanje logike mikrokola od napona napajanja drajvera po nivou. Takođe sadrži zaštitu od niskonaponskog napajanja drajvera i visokonaponskog „plutajućeg“ izvora.
Kondenzatori C D, C C su dizajnirani da potiskuju visokofrekventne smetnje u logičkim i upravljačkim strujnim krugovima, respektivno. Plutajući izvor visokog napona čine kondenzator C1 i dioda VD1 (bootstrap napajanje).
Izlazi drajvera su povezani na tranzistore snage pomoću otpornika gejta R G1 i R G2.
Budući da je drajver izgrađen na elementima polja i da je ukupna snaga potrošena na upravljanje neznatna, kondenzator C1 se može koristiti kao izvor napajanja za izlazni stepen, koji se puni iz napajanja U PIT preko visokofrekventne diode VD1. Kondenzator C1 i dioda VD1 zajedno čine visokonaponsko "plutajuće" napajanje dizajnirano za kontrolu gornjeg tranzistora VT1 postolja mosta. Kada donji tranzistor VT2 provodi struju, izvor gornjeg tranzistora VT1 je spojen na zajedničku strujnu žicu, dioda VD1 se otvara i kondenzator C1 se puni na napon U C1 = U PIT - U VD1. Naprotiv, kada donji tranzistor pređe u zatvoreno stanje, a gornji tranzistor VT1 počne da se otvara (slika 3.1), dioda VD1 je podržana obrnutim naponom napajanja. Kao rezultat toga, izlazni stupanj drajvera počinje se napajati isključivo strujom pražnjenja kondenzatora C1. Dakle, kondenzator C1 stalno "šeta" između zajedničke žice kola i žice napajanja (točka 1).
Kada koristite drajver IR2110 sa bootstrap napajanjem, posebnu pažnju treba obratiti na odabir elemenata visokonaponskog „plutajućeg“ izvora. Dioda VD1 mora izdržati visok obrnuti napon (ovisno o napajanju strujnog kruga), dozvoljenu struju naprijed od približno 1 A, vrijeme oporavka t rr = 10-100 ns, tj. biti brza. Literatura preporučuje SF28 diodu (600 V, 2 A, 35 ns), kao i diode UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 i druge “ultra-brze” klase.
Kolo drajvera je dizajnirano na takav način da visoki nivo logičkog signala na bilo kom ulazu HIN i LIN odgovara istom nivou na njegovim izlazima HO i LO (vidi sliku 3.1 b, upravljački program zajedničkog moda). Pojava logičkog signala visokog nivoa na SD ulazu dovodi do blokiranja tranzistora mosta.
Preporučljivo je koristiti ovaj mikro krug za upravljanje inverterskim sklopkama sa PWM regulacijom izlaznog napona. Mora se imati na umu da je u upravljačkom sistemu potrebno obezbijediti vremenska kašnjenja („mrtvo“ vrijeme) kako bi se spriječile prolazne struje prilikom prebacivanja tranzistora mosta (VT1, VT2 i VT3,VT4, sl. 1.1).
Kapacitet C1 je početni kapacitet, čija se minimalna vrijednost može izračunati pomoću formule:
Gdje P 3– vrijednost punjenja kapije moćnog prekidača (referentna vrijednost);
I pit– struja potrošnje drajvera u statičkom režimu (referentna vrednost, obično I pit≈ I G c t moćan ključ);
P 1– ciklična promjena u napunjenosti vozača (za 500-600-voltne drajvere 5 nK);
V str– napon napajanja pogonskog kola;
– pad napona na bootstrap diodi VD1;
T– period prebacivanja moćnih tastera.
Sl.3.1. Tipični dijagram za uključivanje IR2110 drajvera (a) i vremenski dijagram njegovih signala na ulazima i izlazima (b)
V DD – logičko napajanje mikrokola;
V SS – zajednička tačka logičkog dela drajvera;
HIN, LIN – logički ulazni signali koji kontrolišu gornji i donji tranzistori;
SD – logički ulaz za onemogućavanje drajvera;
V CC – napon napajanja drajvera;
COM – negativni pol napajanja V CC;
HO, LO – izlazni signali drajvera koji kontrolišu gornji i donji tranzistor, respektivno;
V B – napon napajanja visokonaponskog „plutajućeg” izvora;
V S je zajednička tačka negativnog pola visokonaponskog “plutajućeg” izvora.
Rezultirajuća vrijednost bootstrap kapacitivnosti mora se povećati za 10-15 puta (obično C unutar 0,1-1 µF). Ovo bi trebao biti visokofrekventni kapacitet sa niskom strujom curenja (idealno tantal).
Otpornici RG 1, R G 2 određuju vrijeme uključivanja snažnih tranzistora, a diode VD G 1 i VD G 2, zaobilazeći ove otpornike, smanjuju vrijeme isključivanja na minimalne vrijednosti. Otpornici R1, R2 imaju malu vrijednost (do 0,5 Ohm) i izjednačavaju širenje omskog otpora duž zajedničke kontrolne sabirnice (potrebno ako je snažan prekidač paralelna veza manje snažnih tranzistora).
Prilikom odabira drajvera za tranzistore velike snage, morate uzeti u obzir:
1. Zakon kontrole moćnih tranzistora:
Za simetrični zakon, prikladni su drajveri visokog i niskog prekidača i polumost drajveri;
Jednostrani zakon zahtijeva upravljačke programe gornjeg i donjeg ključa sa nezavisnom kontrolom svakog moćnog ključa. Pokretači sa galvanskom izolacijom transformatora nisu prikladni za asimetrični zakon.
2. Parametri moćnog ključa (I to ili I drain).
Obično se koristi približan pristup:
I out dr max =2 A može kontrolisati snažan VT sa strujom do 50 A;
I out dr max =3 A – kontrolisati snažan VT sa strujom do 150 A (u suprotnom se značajno povećava vreme uključivanja i isključivanja i povećavaju gubici snage za prebacivanje), tj. Ako je visokokvalitetni tranzistor odabran pogrešno, gubi svoje glavne prednosti.
3. Računovodstvo dodatnih funkcija.
Kompanije proizvode drajvere sa brojnim servisnim funkcijama:
Različite moćne zaštite ključeva;
Zaštita od podnapona vozača;
Sa ugrađenim bootstrap diodama;
Sa podesivim i nepodesivim vremenom kašnjenja za uključivanje moćnog VT-a u odnosu na trenutak gašenja drugog (borba kroz struje u polumostu);
Sa ili bez ugrađene galvanske izolacije. U potonjem slučaju, galvanski izolacijski mikro krug (najčešće visokofrekventni diodni optospojnik) mora biti spojen na ulaz drajvera;
Infazni ili antifazni;
Napajanje drajvera (potrebno je bootstrap napajanje ili tri galvanski izolirana izvora napajanja).
Ako je nekoliko tipova drajvera ekvivalentno, prednost treba dati onima koji prebacuju struju gejta moćnih tranzistora koristeći bipolarne VT. Ako ovu funkciju obavljaju tranzistori s efektom polja, tada može doći do kvarova u radu drajvera pod određenim okolnostima (preopterećenja) zbog efekta okidača „zakačenja“.
Nakon odabira tipa pogona (i njegovih podataka), potrebne su mjere za suzbijanje strujanja u polumostu. Standardna metoda je da se moćan ključ odmah isključi, a zaključan uključi sa zakašnjenjem. U tu svrhu koriste se diode VD G 1 i VD G 2, koje pri zatvaranju VT-a zaobilaze otpornike kapije, a proces gašenja će biti brži od otključavanja.
Pored ranžiranja gejt otpornika R G 1 i R G 2 pomoću dioda (VD G 1, VD G 2, slika 3.1) za borbu protiv prolaznih struja u P-kolu moćne kaskade, kompanije proizvode integrisane drajvere koji su asimetrični u izlazna sklopna struja VT Ne znam uključivanje i isključivanje Ostao sam van(Na primjer Ne znam=2A, Ostao sam van=3A). Time se postavljaju asimetrični izlazni otpori mikrokola, koji su serijski povezani s otpornicima gejta R G 1 i R G 2.
gdje su sve vrijednosti u formulama referentni podaci za određeni drajver.
Za simetrični (trenutni) drajver vrijedi sljedeća jednakost:
.
Postoje tri kapacitivnosti u MOSFET tranzistorskoj strukturi: kapacitivnost gejt-izvor (ulazni kapacitet), kapacitivnost izvor-drejn (izlazna kapacitivnost), kapacitivnost gejt-drejn (prolazni za IGRT tranzistor, , . Kada je napon od ( 15-20) V se nanese na kapiju, počinje ulazni kapacitet će se puniti eksponencijalno i pri naponu od 8-10 V će se pojaviti struja u tranzistoru... Ovaj vremenski period je dat u obliku okreta -parametar kašnjenja na uključenju (slika 3.2) na određenom otporu u kolu gejta
Kada se struja odvoda pojavi u VT strukturi, ulazna kapacitivnost će se puniti različitom eksponencijalnom brzinom, budući da je ovaj proces pod utjecajem izlazne kapacitivnosti, tada će na kraju ulazni kapacitet akumulirati naboj Q (referentna vrijednost). Izlazna struja (smanjenje napona na elektrodama izvor-drejn) će uglavnom zavisiti od procesa u kolu, bez značajnog uticaja struje gejta.
Vrijeme pražnjenja kapaciteta je također dato u referentnim parametrima VT u obliku vremena uključenja.
Kada se tranzistor isključi, kapacitivnost će se prvo isprazniti do vrijednosti (), a zatim će se struja izvora početi smanjivati na 0 (). Dakle, kašnjenje za uključivanje i isključivanje VT će zavisiti od vrednosti otpornika u krugu kapije, a uz upotrebu drajvera, ukupni otpor u krugu kapije će imati dve komponente: (sa neuravnoteženim drajverom i ) - const i dodatni gejt otpornik, koji se može mijenjati za kašnjenje podešavanja Na slici 3.2 prikazani su gornji argumenti u obliku pojednostavljenih grafova.
Rice. 3.2. Vremenski dijagrami: (a) - kada je VT uključen; (b) - kada je VT isključen.
Referentni podaci ne daju parametre ulaznih i izlaznih kapacitivnosti tranzistora, ali je iz matematike poznato da je početni dio eksponencijala (do 0,7) aproksimiran pravolinijom čiji je ugao nagiba direktno proporcionalan RC, što omogućava proračune procjene u obliku proporcija.
Dakle, da bi se spriječila pojava prolaznih struja, potrebno je odabrati ukupnu vrijednost otpora u krugu kapije ( 
, i reguliše brzinu punjenja kapacitivnosti gejta VT) kako bi se osiguralo kašnjenje u uključivanju tranzistora veće ili jednako vremenu provedenom u zatvaranju VT (vidi sliku 3.2).
(3.1)
gdje je vrijeme opadanja struje odvoda (referentna vrijednost);
– vrijeme kašnjenja početka gašenja VT u odnosu na trenutak napona blokiranja na kapiji. Kod shunt gate dioda (VD G 1, VD G 2, slika 3.1), brzina pražnjenja je jedinstveno određena otporom 
. Stoga je riješena sljedeća proporcija (pod pretpostavkom da će biti šantovana diodom VD G)
Kada se razvijaju strujni krugovi za statičke pretvarače, mjere zaštite tranzistora snage od termičkog bježanja su najvažnije. Budući da MOSFET tranzistori sa efektom polja nemaju sekundarni proboj, termički proračuni se mogu zasnivati na vrijednostima maksimalne temperature i maksimalne disipacije snage. Ukupna snaga koju oslobađa tranzistor u svom režimu prebacivanja određuje se iz izraza:
gdje je R p ukupna disipacija snage;
R po - gubitak snage tokom komutacije;
R pr - gubici na aktivnom otporu otvorenog tranzistorskog kanala;
Pynp - kontrolni gubici u krugu kapije;
Pyr - gubitak snage zbog curenja u zatvorenom stanju.
gdje je L L(op) otpor tranzistora u otvorenom stanju (referentni parametar).
Kondukcijski gubici P pr su glavna komponenta gubitaka u tranzistoru s efektom polja. Ovi gubici se mogu izračunati znajući efektivnu (rms) vrijednost struje odvoda:
Gubici snage uzrokovani strujom curenja (P^) su zanemarljivi (ako, naravno, tranzistor radi), pa ih nema smisla uopće uzimati u obzir. Osim toga, budući da je jedna od glavnih prednosti tranzistora s efektom polja izuzetno mali gubici u njegovom upravljačkom krugu (P kontrola), stoga se vrijednost kontrolnih gubitaka može isključiti iz proračuna. Uzimajući u obzir napravljene pretpostavke, formula (2.1.7) za izračunavanje ukupnih gubitaka ima sljedeći pogodan oblik:
Ovdje je potrebno napraviti pojašnjavajuću digresiju i podsjetiti čitaoca da se proračun rasipanja snage vrši kako bi se osigurali termički uvjeti energetskih tranzistora. Ovaj proračun će biti koristan pri dizajniranju rashladnih radijatora za tranzistore (za detalje možete pogledati publikacije i). Vrlo važan parametar, bez kojeg neće biti moguće dizajnirati rashladni element, je takozvani “chip-to-case” toplinski otpor R thjc tranzistora. Istraživanja su pokazala da ovaj otpor u velikoj mjeri zavisi od frekvencije uključivanja tranzistora, kao i od radnog ciklusa upravljačkih impulsa, određenog omjerom vremena otvorenog stanja i punog perioda uključivanja. U tehničkim specifikacijama za tranzistore obično se daju takozvane normalizovane prelazne karakteristike toplotne impedanse između spoja i kućišta. Kao što se može vidjeti sa sl. 2.1.11, zbog inercije termičkih procesa na visokim frekvencijama uključivanja i niskom radnom ciklusu, toplotna otpornost „kristalnog kućišta“ je značajno smanjena. U svakom slučaju, programer treba procijeniti ovaj otpor prema rasporedu, kako ne bi dizajnirao radijator za hlađenje energetskih elemenata „na oko“. Čitalac treba da bude svestan da oni prikazani na Sl. 2.1.11 grafikoni su uključeni u glavni skup parametara koje predstavljaju proizvodne kompanije za bazu energetskih elemenata. Ako se, prilikom odabira baze elemenata, programer suoči s činjenicom da ovi grafikoni nisu u dokumentaciji, bolje je ne vjerovati takvoj proizvodnoj kompaniji i ne koristiti njene proizvode u svojim razvojima.
Uzimajući u obzir grafikone 2.1.11, toplotna otpornost “kristalnog tijela” određena je sljedećom formulom:
gdje je ZjJJ, D) prelazni koeficijent otpora “kristalno tijelo”;
R Q (JC) - termički otpor „kristalno kućište“ u režimu velikih radnih ciklusa kontrolnih impulsa ili na jednosmernoj struji.
Na sl. 2.1.11 postoji još jedna kriva koja se zove pojedinačni impuls. Uklanja se za jedan (neponavljajući) strujni impuls. Ovaj način rada se obično koristi za zaštitu i okidanje kola koja rade jednom. U ovom slučaju, u pravilu, proizvodnja topline je mala i energetski element ne zahtijeva radijator.
No, vratimo se toplinskim gubicima. Situacija s komutacijskim gubicima je mnogo složenija. Ako je opterećenje tranzistora s efektom polja čisto
Rice. 2.1.11. Grafikon zavisnosti normalizovanog toplotnog otpora od frekvencije i radnog ciklusa impulsa: a - IRFP250; b - IRJL3103D1; u -FB180SA10
aktivni, gubici pri prebacivanju su mali i često se mogu jednostavno zanemariti. Međutim, aktivno opterećenje je rijedak slučaj u tehnologiji pretvarača energije. Mnogo češće tranzistori statičkih pretvarača "rade" na opterećenjima sa jako izraženom reaktivnom (induktivno-kapacitivnom) komponentom, koju karakterizira neusklađenost maksimalnih struja i napona. Osim toga, u tranzistorima koji rade u push-pull krugovima (ovo uključuje polumost, most i trofazna kola), javljaju se specifični gubici povratnog povrata suprotnih dioda. Odmah ćemo se obratiti metodama za izračunavanje dinamičkih gubitaka u push-pull krugovima, jer je na njihovoj osnovi izgrađena moćna tehnologija pretvarača.
U push-pull kolu potrebno je razmotriti utjecaj induktivnosti L na preostale elemente kola. Treba imati na umu da je u stvarnosti induktivnost L induktivnost magnetiziranja primarnog namota visokofrekventnog transformatora (ako je uređaj koji se projektuje statički pretvarač za napajanje tipičnih opterećenja), ili induktivnost namota motora (ako je razvija se električni pogon sa podesivom frekvencijom).
Okrenimo se Sl. 2.1.12 i razmotriti komutacijske procese koji se dešavaju u predstavljenom tipičnom kolu. U početku (šta
otvaranje ključnog elementa. Jasno je da amplituda prenapona ne može postati veća od napona napajanja ili potencijala uzemljenja, jer će se suprotne diode otvoriti i "isprazniti" udare na izvor napajanja. Pa ipak, ako je energija oscilatornog procesa dovoljno visoka, možda se neće završiti do trenutka kada ključni element bude sljedeći put otkriven. Prebacivanje kada struja teče kroz obrnutu diodu će dovesti do takozvane situacije "tvrdog prebacivanja", kada će tranzistor snage nakratko biti u režimu "kroz struju". Za “gašenje” ovih emisija, RC kolo sa kondenzatorom i otpornikom spojenim u seriju je spojeno paralelno na primarni namotaj transformatora.
Upravo smo ispitali tzv. "lagani" način rada tranzistora u push-pull krugovima, kada upravljački impulsi stižu na kapije VT1 i VT2 simetrično, a u trenutku komutacije struje ne prolaze kroz suprotne diode. . U ovom slučaju nije teško izračunati snagu prekidača. Za svaki tranzistor koji radi u polumostnom ili premosnom kolu sa standardnim opterećenjem transformatora, može se izračunati pomoću formule 
gdje je /^max maksimalna struja odvoda.
Postoji još jedan slučaj kada su tranzistori prisiljeni da rade u "teškom" režimu prebacivanja. Ovaj slučaj se obično razmatra u uređajima za kontrolu frekvencije za motore sa značajnom induktivnošću namota. Ovdje trajanje otvorenog stanja "gornjeg" (VT1) i "donjeg" (VT2) ključnih elemenata polumosta i mosta može biti nejednako: u ekstremnom slučaju, impulsi otvaranja jednog od prekidača za napajanje potpuno nestati. U slučaju asimetrije upravljačkih impulsa, struja u induktivnom opterećenju ne mijenja svoj smjer, što znači da će, na primjer, nakon isključivanja tranzistora VT2, struja i L (slika 2.1.12 c) teći kroz njegova suprotna dioda. Slijedom toga, isključivanje tranzistora VT1 će se dogoditi u kratkotrajnom režimu kratkog spoja, jer dioda VD2 neće moći odmah vratiti zaključano stanje. Što duže kutijasta dioda odlaže vraćanje isključenog stanja, to će se više topline generirati u tranzistoru. Stoga, da bi se izračunali komutacijski gubici u "teškom" načinu rada, potrebno je uzeti u obzir i dinamičke komutacijske gubitke tranzistora i gubitke povratnog oporavka suprotnih dioda. Sljedeća formula će vam pomoći da izračunate komutacijske gubitke:
gdje je Q rr povratno punjenje bokser diode (referentni parametar).
Također biste trebali znati da povratni povratni naboj diode u kutiji (prema slici 2.1.14) neznatno ovisi o pravoj struji koja teče kroz diodu nakon isključivanja tranzistora, ali je u velikoj mjeri određen veličinom promjene u prava struja tokom vremena u fazi reverznog oporavka, odnosno derivacija veličine struje. U praksi, to znači da usporavanje procesa prebacivanja koji uzrokuje obrnuti oporavak može smanjiti punjenje, a samim tim i oslobođenu energiju. Stoga je u “teškom” komutacijskom režimu potrebno usporiti proces otvaranja tranzistora s efektom polja. Brzina otvaranja se može smanjiti ograničavanjem struje gejta povećanjem otpornika kapije, kao i zaobilaženjem spojeva drejn-izvora tranzistora sa RC krugovima koji ograničavaju brzinu prebacivanja. Istina, istovremeno se povećavaju gubici dinamičkog prebacivanja.
Rice. 2.1.14. Ovisnost povratnog povratnog punjenja diode o brzini procesa prebacivanja
Često u praksi razvoja statičkih pretvarača postoje slučajevi kada je potrebno prebaciti struju čija je vrijednost veća od granične struje jednog tranzistora. A ako se pokaže da je teško odabrati moćniji uređaj, možete jednostavno povezati nekoliko uređaja paralelno, dizajniranih za manje struje. Tada će ukupna struja biti ravnomjerno raspoređena među pojedinačnim tranzistorima. Da biste ih povezali paralelno, morate imati uređaje sa bliskim graničnim vrijednostima napona. Tranzistori istog tipa u pravilu imaju vrlo bliske granične vrijednosti napona, pa je krajnje nepoželjno birati tranzistori različitih tipova za paralelni rad. Ili još bolje, uzmite tranzistore iz iste proizvodne serije, proizvedene pod istim uvjetima.
Da bi se osiguralo ravnomjerno zagrijavanje linije tranzistora, potrebno ih je postaviti na zajednički radijator i, ako je moguće, bliže jedan drugom. Također se mora imati na umu da kroz dva paralelno povezana tranzistora možete proći dvostruko veću struju bez smanjenja nosivosti pojedinačnih uređaja, ali se istovremeno ulazni kapacitet, a time i naboj kombinirane kapije, udvostručuje. U skladu s tim, upravljački krug za paralelno povezane tranzistore mora biti u stanju osigurati određeno vrijeme prebacivanja.
Ali i ovdje postoje neke posebnosti, neki “trikovi”. Ako direktno povežete kapije tranzistora s efektom polja, možete dobiti vrlo neugodan efekat "zvonja" kada se isključi - utječući jedni na druge kroz kapije, tranzistori će se nasumično otvarati i zatvarati, ne poštujući kontrolni signal. Da bi se eliminisalo „zvonjenje“, preporučuje se postavljanje malih feritnih cijevi na terminale gejta kako bi se spriječio međusobni utjecaj kapija, kao što je prikazano na sl. 2.1.15, a.
Ova metoda je danas vrlo rijetka (s obzirom da je tehnologija proizvodnje feritnih cijevi prilično složena). Jednostavniji i pristupačniji dizajn kola prikazan je na Sl. 2.1.15, b,
Rice. 2.1.15. Paralelno povezivanje MOSFET-a: a - sa feritnim cijevima za gašenje; b - sa gejt otpornicima
koji se sastoji u ugradnji identičnih otpornika sa otporom od desetina do stotina oma u krugovima svake kapije. Vrijednost otpornika kapije obično se bira iz omjera:
gdje je Q g vrijednost naboja gejta za jedan tranzistor.
Nakon toga, potrebno je odrediti količinu struje koju daje uređaj za upravljanje tranzistorskim vratima. Ova struja se određuje iz uslova djelovanja napona Ug na paralelno spojene gejt otpornike. Odnosno, vrijednost R g dobijena iz formule (2.1.13) mora se smanjiti tokom proračuna za onoliko puta koliko je broj paralelno povezanih tranzistora.
Rice. 2.1.16. Opcija za paralelno povezivanje MOSFET tranzistora
Tranzistori VTl...VT4 su ugrađeni na zajednički radijator što bliže jedan drugom, što osigurava njihovo ravnomjerno zagrijavanje. Električne sabirnice, koje mogu biti izrađene od tiskanih ili čvrstih provodnika (na primjer, bakrene trake ili kalajisane žice), povezane su na odvod i izvor svih tranzistora. Otpornici kapije Rg se mogu postaviti iznad energetskih sabirnica. Tranzistori su pričvršćeni za radijator pomoću vijaka i tlačnih opruga. Ponekad za poboljšanje termičkog kontakta između
Kućišta radijatora koriste sljedeću tehnologiju: tranzistori su pričvršćeni svojim pločama za uklanjanje topline na uobičajenu traku od bakra (ili njegovih legura), a ona se zauzvrat vijcima pričvršćuje na radijator, prethodno podmazan na mjestu kontakta s toplinom. provodna pasta. I, naravno, potrebno je osigurati električnu izolaciju pojedinih grupa tranzistora kako bi se izbjegli kratki spojevi na mjestima gdje ih prema električnom kolu ne bi trebalo postojati.
Na sl. 2.1.17 prikazuje izgled varijante strukturne jedinice trofaznog upravljanog mosta, sastavljene od paralelno povezanih MOSFET tranzistora, a na Sl. 2.1.18 - električna shema za povezivanje tranzistora. Radijator ima prolazne kanale kroz koje se primorava da se izduvava strujom vazduha.
