Ez a cikk az IR2161 vezérlőn alapuló kapcsolóüzemű tápegységek 2161 Second Edition (SE) sorozatának szentelt.
- Rövidzárlat és túlterhelés elleni védelem;
- Automatikus visszaállítás rövidzárlat elleni védelem;
- Frekvenciamoduláció "dither" (az EMI csökkentésére);
- Mikroáram indítás (a vezérlő kezdeti indításához legfeljebb 300 μA áram elegendő);
- Tompítási lehetőség (de ez minket nem érdekel);
- Kimeneti feszültség kompenzáció (egyfajta feszültségstabilizálás);
- Lágy indítás;
- Adaptív holtidő ADT;
- Kompakt test;
- Ólommentes technológiával (Leed-Free) készült.
Adok néhány fontosat a számunkra specifikációk:
Maximális be-/kifolyó áram: +/-500mA
A kellően nagy áramerősség lehetővé teszi nagy teljesítményű kapcsolók vezérlését és meglehetősen erős kapcsolóüzemű tápegységek építését ezen a vezérlőn alapulva további meghajtók használata nélkül;
A vezérlő által fogyasztott maximális áramerősség: 10mA
Ezen érték alapján tervezzük meg a mikroáramkör tápáramköreit;
A vezérlő minimális üzemi feszültsége: 10,5V
Alacsonyabb tápfeszültségnél a vezérlő UVLO üzemmódba kapcsol, és az oszcilláció leáll;
A vezérlőbe épített zener dióda minimális stabilizáló feszültsége: 14,5V
A külső zener-diódának ennél az értéknél nem nagyobb stabilizációs feszültséggel kell rendelkeznie, hogy elkerülje a mikroáramkör károsodását a COM érintkező túlzott áramának söntölése miatt;
Feszültség a CS érintkezőn a túlterhelés elleni védelem kiváltására: 0,5 V
Az a minimális feszültség a CS érintkezőn, amelynél a túlterhelés elleni védelem működésbe lép;
Feszültség a CS érintkezőn a rövidzárlat elleni védelem érdekében: 1V
Az a minimális feszültség a CS érintkezőn, amelynél a rövidzárlat elleni védelem működésbe lép;
Működési frekvencia tartomány: 34 - 70 kHz
A működési frekvencia nincs közvetlenül beállítva, és csak a terhelés által fogyasztott teljesítménytől függ;
Alapértelmezett holtidő: 1µS
Akkor használatos, ha lehetetlen adaptív holtidő (ADT) üzemmódban dolgozni, valamint ha nincs terhelés;
Működési frekvencia lágy indítási módban: 130 kHz
Az a frekvencia, amelyen a vezérlő lágyindítás üzemmódban működik;
A fő figyelmet most arra kell fordítani, hogy a mikroáramkör milyen üzemmódjai léteznek, és milyen sorrendben helyezkednek el egymáshoz képest. Az egyes áramköri blokkok működési elvének ismertetésére koncentrálok, illetve rövidebben ismertetem működésük sorrendjét és az egyik üzemmódból a másikba való átmenet feltételeit. A diagram egyes blokkjainak leírásával kezdem:
Feszültségcsökkenési zárolási mód (UVLO)- az üzemmód, amelyben a vezérlő van, amikor a tápfeszültsége a minimális küszöbérték alatt van (kb. 10,5 V).
Lágyindítás mód- olyan üzemmód, amelyben a vezérlő oszcillátora rövid ideig megnövelt frekvencián működik. Amikor az oszcillátor be van kapcsolva, a működési frekvenciája kezdetben nagyon magas (kb. 130 kHz). Ez azt eredményezi, hogy az átalakító kimeneti feszültsége alacsonyabb, mivel a tápegység transzformátorának fix induktivitása van, amely nagyobb frekvencián nagyobb impedanciával rendelkezik, és így csökkenti a primer tekercs feszültségét. A csökkentett feszültség természetesen csökkenti az áramerősséget a terhelésben. Ahogy a CSD kondenzátor 0-ról 5 V-ra töltődik, az oszcillációs frekvencia fokozatosan csökken 130 kHz-ről a működési frekvenciára. A lágy indítású sweep időtartama a CSD kondenzátor kapacitásától függ. Mivel azonban a CSD kondenzátor a leállási késleltetést is beállítja és részt vesz a feszültségkompenzáló egység működésében, a kapacitásának szigorúan 100nF-nak kell lennie.
Lágyindítás probléma. Szeretnék teljesen őszinte lenni, és megemlíteni azt a tényt, hogy ha a tápegység kimenetén nagy kapacitású szűrőkondenzátorok vannak, akkor a lágyindítás legtöbbször nem működik, és az SMPS azonnal elindul a működési frekvencián, megkerülve a lágyindítási módot. . Ez annak a ténynek köszönhető, hogy az indítás pillanatában a szekunder áramkör kisütött kondenzátorai nagyon alacsony belső ellenállással rendelkeznek, és nagyon nagy áramra van szükség a töltéshez. Ez az áram egy rövidzárlat elleni védelem működését idézi elő, amely után a vezérlő azonnal újraindul és RUN módba lép, megkerülve a lágyindítási módot. Ez ellen úgy küzdhet, hogy növeli a fojtótekercsek induktivitását a szekunder áramkörben, amely közvetlenül az egyenirányító után helyezkedik el. A nagy induktivitású fojtótekercsek meghosszabbítják a kimeneti szűrőkondenzátorok töltési folyamatát, vagyis a kondenzátorok kisebb árammal, de hosszabb ideig töltődnek. Az alacsonyabb töltőáram nem váltja ki a védelmet az indításkor, és lehetővé teszi, hogy a lágy indítás normálisan végezze funkcióit. Minden esetre ezzel a kérdéssel kapcsolatban felvettem a kapcsolatot a gyártó műszaki támogatásával, amelyre a következő választ kaptam:
"Egy tipikus halogén-átalakító váltóáramú kimenettel rendelkezik egyenirányítók vagy kimeneti kondenzátorok nélkül. A lágyindítás a frekvencia csökkentésével működik. A lágyindítás eléréséhez a transzformátornak jelentős szivárgásra van szüksége. Ennek azonban lehetségesnek kell lennie az Ön esetében. Próbálja meg elhelyezni az induktort a hidak másodlagos oldalán diódák a kondenzátorhoz.
Legjobbakat kívánom.
Infineon Technologies
Steve Rhyme, támogató mérnök"
Feltételezéseim a lágyindítás instabil működésének okáról beigazolódtak, sőt, ugyanezt a módszert is felajánlották ennek a problémának a kezelésére. És ismét, hogy teljesen őszinte legyek, hozzá kell tenni, hogy az SMPS kimenetén általában használthoz képest megnövelt induktivitású tekercsek használata javít a helyzeten, de nem szünteti meg teljesen a problémát. Ez a probléma azonban elviselhető, mivel az SMPS bemeneten van egy termisztor, amely korlátozza a bekapcsolási áramot.
Üzemmód, üzemmód. Amikor a lágyindítás befejeződött, a rendszer feszültségkompenzált üzemmódba lép. Ez a funkció bizonyos mértékben stabilizálja a konverter kimeneti feszültségét. A feszültségkompenzáció az átalakító működési frekvenciájának megváltoztatásával történik (a frekvencia növelése csökkenti a kimeneti feszültséget), bár az ilyen típusú „stabilizálás” pontossága nem nagy, nemlineáris és sok paramétertől függ, ezért nem könnyű megjósolni. Az IR2161 egy áramellenálláson (RCS) keresztül figyeli a terhelési áramot. A csúcsáramot a rendszer érzékeli és felerősíti a vezérlőben, majd ráadja a CSD érintkezőre. A CSD kondenzátor feszültsége működési módban (feszültségkompenzációs mód) 0-tól (minimális terhelésnél) 5 V-ig (maximális terhelésnél) változik. Ebben az esetben a generátor frekvenciája 34 kHz (Vcsd = 5V) és 70 kHz (Vcsd = 0V) között változik.
Az IR2161-hez visszacsatolás is csatlakoztatható, amely lehetővé teszi a kimeneti feszültség szinte teljes stabilizálásának megszervezését, és lehetővé teszi a szükséges feszültség pontosabb figyelését és fenntartását a kimeneten: 
Ezt a sémát nem fogjuk részletesen megvizsgálni e cikk keretein belül.
Leállítási mód, kikapcsolási mód. Az IR2161 kétállású automatikus leállítási rendszert tartalmaz, amely mind az inverter rövidzárlatát, mind túlterhelését észleli. A CS érintkezőn lévő feszültséget használják ezeknek a feltételeknek a meghatározására. Ha az átalakító kimenete zárlatos, nagyon nagy áram folyik át a kapcsolókon, és a rendszernek néhány időn belül le kell állnia a hálózaton, különben a tranzisztorok gyorsan tönkremennek a csomópont termikus kifutása miatt. A CS érintkezőjének kikapcsolási késleltetése van, hogy megakadályozza a zavaró kioldást, akár a bekapcsoláskor fellépő bekapcsolási áram miatt, akár tranziens áramok miatt. Alsó küszöb (ha Vcs > 0,5< 1 В), имеет намного большую задержку до отключения ИИП. Задержка для отключения по перегрузке приблизительно равна 0,5 сек. Оба режима отключения (по перегрузке и по короткому замыканию), имеют автоматический сброс, что позволяет контроллеру возобновить работу примерно через 1 сек после устранения перегрузки или короткого замыкания. Это значит, что если неисправность будет устранена, преобразователь может продолжить нормально работать. Осциллятор работает на минимальной рабочей частоте (34 кГц), когда конденсатор CSD переключается к цепи отключения. В режиме плавного пуска или рабочем режиме, если превышен порог перегрузки (Vcs >0,5 V), az IR2161 gyorsan tölti a CSD-t 5 V-ig. Ha a feszültség a CS érintkezőjén nagyobb, mint 0,5 V, és ha az 1 V-os rövidzárlati küszöböt túllépik, a CSD 5 V-ról 50 ms alatt tölti fel a vezérlő tápfeszültségét (10-15 V). Ha a Vcs túlterhelési küszöbfeszültség nagyobb, mint 0,5 V, de kisebb, mint 1 V, a CSD körülbelül 0,5 másodperc alatt töltődik 5 V-ról a tápfeszültségre. Emlékeztetni kell arra, és figyelembe kell venni azt a tényt, hogy a CS érintkezőjén nagyfrekvenciás impulzusok jelennek meg 50% -os kitöltési ciklussal és szinuszos burkolófelülettel - ez azt jelenti, hogy a CSD kondenzátor csak a hálózati feszültség csúcsán töltődik fel. , minden félciklusban. Amikor a CSD kondenzátor feszültsége eléri a tápfeszültséget, a CSD lemerül 2,4 V-ra, és az átalakító újraindul. Ha a hiba továbbra is fennáll, a CSD újrakezdi a töltést. Ha a hiba megszűnik, a CSD 2,4 V-ra kisül, majd a rendszer automatikusan visszatér a feszültségkompenzációs üzemmódba.
STANDBY üzemmód, készenléti üzemmód- azt az üzemmódot, amelyben a vezérlő nem elegendő tápfeszültség esetén van, miközben nem fogyaszt többet 300 μA-nál. Ebben az esetben az oszcillátor természetesen ki van kapcsolva, és az SMPS nem működik, nincs feszültség a kimenetén.
Blokkok Hibaidőzítési mód, Késleltetés és Hibamód, bár a blokkdiagramon látható, alapvetően nem a vezérlő működési módjai, hanem az átmeneti szakaszokhoz (késleltetési és hibaüzemmód) vagy az egyik üzemmódból a másikba való átmenet feltételeihez (hibaidőzítési mód) köthetők.
most leírom hogyan működik mindez együtt:
Áramellátás esetén a vezérlő UVLO módban indul. Amint a vezérlő tápfeszültsége meghaladja a stabil működéshez szükséges minimális feszültségértéket, a vezérlő lágyindítás üzemmódba kapcsol, az oszcillátor 130 kHz-es frekvencián indul. A CSD kondenzátor zökkenőmentesen töltődik 5 V-ig. Ahogy a külső kondenzátorok töltődnek, az oszcillátor működési frekvenciája a működési frekvenciára csökken. Így a vezérlő RUN módba kapcsol. Amint a vezérlő RUN módba lép, a CSD kondenzátor azonnal lemerül a testpotenciálra, és egy belső kapcsolóval a feszültségkompenzációs áramkörre csatlakozik. Ha az SMPS-t nem alapjáraton, hanem terhelés alatt indítják, a CS érintkezőjén a terhelés értékével arányos potenciál keletkezik, amely a vezérlő belső áramkörein keresztül hatással lesz a feszültségkompenzáló egységre, és nem engedi a CSD-t. kondenzátor, a lágyindítás befejezése után, hogy teljesen kisüljön. Ennek köszönhetően az indítás nem a működési tartomány maximális frekvenciáján, hanem az SMPS kimenetén lévő terhelési értéknek megfelelő frekvencián történik. RUN üzemmódba kapcsolás után a vezérlő a helyzetnek megfelelően működik: vagy addig marad ebben az üzemmódban, amíg el nem fárad, és kihúzza a tápegységet a konnektorból, vagy... Túlmelegedés esetén a vezérlő FAULT módba megy, az oszcillátor leáll. Miután a chip lehűlt, újraindul. Túlterhelés vagy rövidzárlat esetén a vezérlő Hibaidőzítés módba lép, és a külső CSD kondenzátor azonnal leválik a feszültségkompenzáló egységről, és csatlakoztatva van a leállító egységhez (ebben az esetben a CSD kondenzátor állítja be a vezérlő kikapcsolási késleltetési idejét ). Az üzemi frekvencia azonnal a minimumra csökken. Túlterhelés esetén (amikor a feszültség a CS érintkezőn > 0,5< 1 В), контроллер переходит в режим SHUTDOWN и выключается, но происходит это не мгновенно, а только в том случае, если перегрузка продолжается дольше половины секунды. Если перегрузки носят импульсный характер с продолжительностью импульса не более 0,5 сек, то контроллер будет просто работать на минимально возможно частоте, постоянно переключаясь между режимами RUN, Fault Timing, Delay, RUN (при этом будут отчетливо слышны щелчки). Когда напряжение на выводе CS превышает 1В, срабатывает защита от короткого замыкания. При устранении перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим STANDBY и при наличии благоприятных условий для перезапуска, минуя режим софт-старта, переходит в режим RUN.
Most, hogy megértette az IR2161 működését (remélem, igen), elmondom magukról a kapcsolóüzemű tápegységekről, amelyek az alapján készültek. Azonnal figyelmeztetni szeretném, hogy ha úgy dönt, hogy ezen a vezérlőn alapuló kapcsolóüzemű tápegységet szerel össze, akkor az SMPS-t a legújabb, legfejlettebb áramkör által vezérelve szerelje össze a megfelelő nyomtatott áramköri lapon. Ezért a cikk alján található rádióelemek listája csak a tápegység legújabb verziójára vonatkozik. Az IIP összes köztes kiadása csak az eszköz fejlesztési folyamatának bemutatása céljából látható.
És az első IIP-t, amelyről szó lesz, konvencionálisan én nevezem el 2161 SE 2.
A 2161 SE 2 fő és legfontosabb különbsége a vezérlő önellátó áramkörének jelenléte, amely lehetővé tette a forrásban lévő kioltó ellenállások megszabadulását, és ennek megfelelően több százalékkal növelte a hatékonyságot. További, hasonlóan jelentős fejlesztések is történtek: a nyomtatott áramköri lap elrendezésének optimalizálása, több kimeneti csatlakozó került a terhelés csatlakoztatására, valamint egy varisztor került beépítésre.
Az SMPS diagram az alábbi képen látható:
Az öntápláló áramkör a VD1, VD2, VD3 és C8 áramkörre épül. Tekintettel arra, hogy az önellátó áramkör nem alacsony frekvenciájú 220 V-os hálózatra (50 Hz-es frekvenciával), hanem egy nagyfrekvenciás transzformátor primer tekercsére csatlakozik, az önellátó kioltókondenzátor kapacitása ( C8) csak 330pF. Ha kisfrekvenciás 50Hz-es hálózatról lenne megszervezve az önellátás, akkor az oltókondenzátor kapacitását 1000-szeresére kellene növelni, és persze egy ilyen kondenzátor sokkal több helyet foglalna a nyomtatott áramköri lapon. A leírt öntáplálási módszer nem kevésbé hatékony, mint a transzformátor külön tekercséből történő önellátás, de sokkal egyszerűbb. A VD1 Zener-dióda szükséges a vezérlő beépített zener-diódájának működésének megkönnyítéséhez, amely nem képes jelentős teljesítmény eloszlatására, és külső zener-dióda telepítése nélkül egyszerűen eltörhet, ami a funkcionalitás teljes elvesztéséhez vezet. a mikroáramkör. A VD1 stabilizációs feszültségnek 12-14 V tartományban kell lennie, és nem haladhatja meg a vezérlő beépített zener-diódájának stabilizációs feszültségét, amely körülbelül 14,5 V. VD1-ként használhat 13 V stabilizáló feszültségű zener-diódát (például 1N4743 vagy BZX55-C13), vagy több sorba kapcsolt zener-diódát, amit én is tettem. Két zener diódát kötöttem sorba: az egyik 8,2 V-os, a másik 5,1 V-os, ami végül 13,3 V-os feszültséget adott. Az IR2161 tápellátásának ezzel a megközelítésével a vezérlő tápfeszültsége nem csökken, és gyakorlatilag független az SMPS kimenethez csatlakoztatott terhelés méretétől. Ebben a sémában az R1 csak a vezérlő indításához szükséges, úgymond a kezdeti rúgáshoz. Az R1 kissé felmelegszik, de közel sem annyira, mint ennek a tápegységnek az első verziójában. Az R1 nagy ellenállású ellenállás használata egy másik érdekességet biztosít: az SMPS kimenetén a feszültség nem közvetlenül a hálózathoz való csatlakoztatás után jelenik meg, hanem 1-2 másodperc múlva, amikor a C3-at a 2161-es minimális feszültségre töltik ( körülbelül 10,5 V).
Ettől az SMPS-től és az összes későbbitől kezdve az SMPS bemenetén varisztort használnak, amely arra szolgál, hogy megvédje az SMPS-t a bemeneti feszültség túllépésétől a megengedett érték (ebben az esetben - 275 V) felett, és nagyon hatékonyan elnyomja a nagyfeszültséget is. interferenciát azáltal, hogy megakadályozza, hogy belépjenek a hálózat SMPS bemenetére, és anélkül, hogy az SMPS interferenciáját visszaengednék a hálózatba.
A táp szekunder tápegységének egyenirányítójában SF54 diódákat (200V, 5A) használtam kettőt párhuzamosan. A diódák két emeleten helyezkednek el, a diódák vezetékeinek a lehető leghosszabbnak kell lenniük - ez szükséges a jobb hőelvezetéshez (a vezetékek egyfajta radiátor a dióda számára) és a jobb levegőkeringéshez a diódák körül.
A transzformátor az én esetemben egy számítógép tápegységének magjára készül - ER35/21/11. Az elsődleges tekercs 46 menetes három 0,5 mm-es vezetékben, két szekunder tekercsben 12 menet van három 0,5 mm-es vezetékben. A bemeneti és kimeneti fojtótekercsek szintén a számítógép tápegységéből származnak.
A leírt tápegység hosszú ideig (üzemidő korlátozás nélkül) 250W-ot, rövid ideig (legfeljebb egy percig) 350W-ot képes leadni. Ha ezt az SMPS-t dinamikus terhelési módban használja (például egy B vagy AB osztályú audiofrekvenciás teljesítményerősítő táplálására), akkor ebből a kapcsolási teljesítményből 300 W (2x150 W sztereó módban) teljes kimeneti teljesítményű UMZCH táplálható. kínálat.
Oszcillogram a transzformátor primer tekercsén (snubber nélkül, R5 = 0,15 Ohm, 190 W kimenet):
Amint az oszcillogramból látható, 190 W-os kimeneti teljesítmény mellett az SMPS működési frekvenciája 38 kHz-re csökken; alapjáraton az SMPS 78 kHz-es frekvencián működik:
Az oszcillogramokból ráadásul jól látható, hogy a grafikonon nincsenek kiugró értékek, és ez kétségtelenül pozitívan jellemzi ezt az SMPS-t.
A tápegység kimenetén, az egyik karban a következő kép látható:
A hullámosság frekvenciája 100 Hz, a hullámzási feszültsége pedig körülbelül 0,7 V, ami egy klasszikus, lineáris, nem stabilizált tápegység kimenetén tapasztalható hullámzáshoz hasonlítható. Összehasonlításképpen, itt van egy oszcillogram, amely ugyanazzal a kimeneti teljesítménnyel működik egy klasszikus tápegységhez (a kondenzátor kapacitása 15000 μF a karban):
Amint az oszcillogramokból látható, a tápfeszültség hullámossága a kapcsolóüzemű tápegység kimenetén alacsonyabb, mint egy ugyanolyan teljesítményű klasszikus tápé (0,7 V egy SMPS-nél, szemben 1 V egy klasszikus egységnél). De ellentétben a klasszikus tápegységgel, az SMPS kimenetén kis nagyfrekvenciás zaj észlelhető. Azonban nincs jelentős nagyfrekvenciás interferencia vagy sugárzás. A tápfeszültség hullámzási frekvenciája a kimeneten 100 Hz, és az SMPS primer áramkörében a +310 V-os busz mentén fellépő feszültség hullámzása okozza. Az SMPS kimenet hullámzásának további csökkentése érdekében növelni kell a C9 kondenzátor kapacitását a tápegység primer áramkörében vagy a kondenzátorok kapacitását a tápegység szekunder áramkörében (az előbbi hatásosabb), és a nagyfrekvenciás interferencia csökkentése érdekében használjon nagyobb induktivitású fojtókat az SMPS kimeneten.
A PCB így néz ki:
A következő SMPS diagram, amelyről szó lesz 2161 SE 3:
A diagram szerint összeállított kész tápegység így néz ki:
Az áramkörben nincs alapvető különbség az SE 2-hez képest, a különbségek főként a nyomtatott áramköri lapra vonatkoznak. Az áramkör csak a transzformátor szekunder tekercseiben - R7, C22 és R8, C23 - snubbereket adott hozzá. A kapuellenállások értéke 22 Ohm-ról 51 Ohm-ra nőtt. A C4 kondenzátor értéke 220 µF-ról 47 µF-ra csökkent. Az R1 ellenállás négy 0,5 W-os ellenállásból van összeállítva, ami lehetővé tette ennek az ellenállásnak a melegítésének csökkentését és a tervezés kissé olcsóbbá tételét. Az én körzetemben négy fél wattos ellenállás olcsóbb, mint egy két wattos. De megmarad a lehetőség egy két wattos ellenállás felszerelésére. Ráadásul az öntápláló kondenzátor értékét 470pF-re emelték, ennek nem volt különösebb értelme, de kísérletképpen megcsinálták, a repülés normális volt. A TO-220 csomagban lévő MUR1560 diódákat egyenirányító diódákként használják a szekunder áramkörben. Optimalizált és csökkentett nyomtatott áramköri lap. Az SE 2 nyomtatott áramköri lap méretei 153x88, míg az SE 3 nyomtatott áramköri lap méretei 134x88. A PCB így néz ki:
A transzformátor egy számítógép tápegységének magján készül - ER35/21/11. Az elsődleges tekercs 45 menetes három 0,5 mm-es vezetékben, két szekunder tekercsben 12 menet van négy 0,5 mm-es vezetékben. A bemeneti és kimeneti fojtótekercsek szintén a számítógép tápegységéből származnak.
Ennek az SMPS-nek a hálózatba való első bekapcsolása azt mutatta, hogy a tápegység másodlagos áramkörében lévő csillapítók egyértelműen feleslegesek voltak, azonnal leforrasztották őket, és nem használták tovább. Később a primer tekercs csillapítóját is leforrasztották, mint kiderült, sokkal többet árt, mint használ.
Ebből a tápegységből hosszú ideig 300-350 W teljesítményt lehetett kinyerni; rövid ideig (legfeljebb egy percig) ez az SMPS akár 500 W-ot is képes szolgáltatni; egy percnyi működés után ebben az üzemmódban a teljes radiátor 60 fokig melegszik.
Nézd meg az oszcillogramokat:
Még mindig gyönyörű minden, a téglalap szinte tökéletesen téglalap alakú, nincsenek kihagyások. Furcsa módon minden nem volt olyan szép a snubberekkel.
A következő diagram az az utolsó és legfejlettebb 2161 SE 4:
Összeszereléskor a diagram szerinti eszköz így néz ki:
A konstrukcióban, mint legutóbb, nem történt jelentős változás. A legszembetűnőbb különbség talán az, hogy a snubberek eltűntek, mind az elsődleges, mind a szekunder körben. Ugyanis, mint a kísérleteim kimutatták, az IR2161 vezérlő sajátosságai miatt a snubberek csak zavarják a működését, és egyszerűen ellenjavallt. Egyéb változtatások is történtek. A kapuellenállások (R3 és R4) értékei 51 ohmról 33 ohmra csökkentek. A C7 öntápláló kondenzátorral sorba kapcsolva egy R2 ellenállást adnak hozzá a túláram elleni védelem érdekében a C3 és C4 kondenzátorok töltésekor. Az R1 ellenállás továbbra is négy fél wattos ellenállásból áll, az R6 ellenállás pedig most a tábla alatt rejtőzik, és három 2512 formátumú SMD ellenállásból áll. Három ellenállás biztosítja a szükséges ellenállást, de nem szükséges pontosan három ellenállást használni; a szükséges teljesítmény mellett egy, két vagy három ellenállás használható. Az RT1 termisztort áthelyezték az SMPS-ből a +310 V-os célba. A többi mérés csak a nyomtatott áramköri lap elrendezésére vonatkozik, és így néz ki:
A nyomtatott áramköri lapon biztonsági rést helyeztek el a primer és szekunder áramkörök között, és a kártyán a legkeskenyebb ponton átmetszették.
A transzformátor pontosan ugyanaz, mint az előző tápegységben: egy számítógép tápegységének magjára készül - ER35/21/11. Az elsődleges tekercs 45 menetes három 0,5 mm-es vezetékben, két szekunder tekercsben 12 menet van négy 0,5 mm-es vezetékben. A bemeneti és kimeneti fojtótekercsek szintén a számítógép tápegységéből származnak.
A tápegység kimeneti teljesítménye változatlan maradt - 300-350 W hosszú távú üzemmódban és 500 W rövid távú üzemmódban (legfeljebb egy perc). Ebből az SMPS-ből akár 400 W teljes kimeneti teljesítménnyel (2x200 W sztereó módban) táplálhat egy UMZCH-t.
Most nézzük meg az oszcillogramokat ennek a kapcsolóüzemű tápegység transzformátorának primer tekercsén:
Még mindig gyönyörű minden: a téglalap téglalap alakú, nincsenek kiugró értékek.
A tápegység egyik karjának kimenetén alapjáraton a következő kép látható:
Mint látható, a kimenet elhanyagolható nagyfrekvenciás zajt tartalmaz, legfeljebb 8 mV (0,008 V) feszültséggel.
Terhelés alatt a kimeneten a már jól ismert hullámzások figyelhetők meg 100 Hz-es frekvenciával:
250 W-os kimeneti teljesítmény mellett az SMPS kimenetén a hullámos feszültség 1,2 V, ami figyelembe véve a szekunder áramkör kondenzátorainak alacsonyabb kapacitását (2000 uF a vállban, szemben a 3200 uF SE2-vel) és a nagy kimeneti teljesítményt ami a méréseket végezte, nagyon jól néz ki. A nagyfrekvenciás komponens adott kimeneti teljesítményen (250W) szintén jelentéktelen, rendezettebb karakterű és nem haladja meg a 0,2V-ot, ami jó eredmény.
A védelmi küszöb beállítása. A védelem működési küszöbét az RCS ellenállás határozza meg (R5 - SE 2-ben, R6 - SE 3-ban és SE 4-ben).
Ez az ellenállás lehet kimeneti vagy SMD formátumú 2512. Az RCS több párhuzamosan kapcsolt ellenállásból állhat.
Az RCS-címletet a következő képlet segítségével számítjuk ki: Rcs = 32 / Pnom. Ahol a Pnom az SMPS kimeneti teljesítménye, amely felett a túlterhelésvédelem működik.
Példa: Tegyük fel, hogy szükségünk van a túlterhelés elleni védelem aktiválására, ha a kimeneti teljesítmény meghaladja a 275 W-ot. Kiszámoljuk az ellenállás értékét: Rcs=32/275=0,116 Ohm. Használhat egy 0,1 ohmos ellenállást vagy két párhuzamosan kötött 0,22 ohmos ellenállást (ami 0,11 Ohm-ot eredményez), vagy három 0,33 ohmos ellenállást, amelyek szintén párhuzamosan vannak csatlakoztatva (ami 0,11 Ohm-ot eredményez).
Itt az ideje, hogy érintse azt a témát, amely a legjobban érdekli az embereket - transzformátor számítása kapcsolóüzemű tápegységhez. Számos kérése miatt végre részletesen elmondom, hogyan kell ezt megtenni.
Először is szükségünk van egy keretes magra, vagy csak egy magra, ha az egy gyűrű alakú mag (R alak).
A magok és keretek teljesen eltérő konfigurációjúak lehetnek, és bármilyen módon használhatók. ER35 keretmagot használtam számítógépes tápegységről. A legfontosabb, hogy a magon ne legyen rés, hézaggal rendelkező magokat nem lehet használni.
Alapértelmezés szerint közvetlenül a program indítása után hasonló számokat fog látni.
A számítás megkezdésekor először a programablak jobb felső sarkában kiválasztjuk a mag alakját és méreteit. Az én esetemben a forma ER, a méretek pedig 35/21/11.
A mag méretei egymástól függetlenül mérhetők, ennek módja könnyen megérthető az alábbi ábrán:
Ezután válassza ki a maganyagot. Jó, ha tudod, milyen anyagból készült a magod, ha nem, akkor nem baj, csak válaszd az alapértelmezett opciót - N87 Epcos. A mi körülményeink között az anyagválasztás nem lesz jelentős hatással a végeredményre.
A következő lépés a konverter áramkör kiválasztása, a miénk a félhíd:
A program következő részében - „tápfeszültség”, válassza a „változó” lehetőséget, és jelezze a 230 V-ot mindhárom ablakban.
Az „átalakító karakterisztika” részben megadjuk a szükséges bipoláris kimeneti feszültséget (egy kar feszültsége) és az SMPS szükséges kimeneti teljesítményét, valamint a vezeték átmérőjét, amellyel a szekunder és primer tekercset tekerni kívánjuk. . Ezenkívül kiválasztják a használt egyenirányító típusát - „bipoláris felezőponttal”. Itt is bejelöljük a „kívánt átmérők használata” négyzetet, és a „kimenetek stabilizálása” alatt válassza a „nem” lehetőséget. Válassza ki a hűtés típusát: aktív ventilátorral vagy passzív anélkül. Valami ilyesmivel kell végeznie:
A kimeneti feszültségek tényleges értékei nagyobbak lesznek, mint amit a programban a számítás során jelez. Ebben az esetben a programban megadott 2x45V feszültség mellett egy valós SMPS kimenete megközelítőleg 2x52V lesz, így a számításnál a szükségesnél 3-5V-tal kisebb feszültség megadását javaslom. Vagy jelezze a szükséges kimeneti feszültséget, de tekercseljen egy fordulattal kevesebbet, mint a program számítási eredményeiben. A kimeneti teljesítmény nem haladhatja meg a 350 W-ot (2161 SE 4 esetén). A huzal átmérője a tekercseléshez, bármelyiket használhatja, meg kell mérnie és jeleznie kell az átmérőjét. Ne tekerje fel a tekercseket 0,8 mm-nél nagyobb átmérőjű huzallal, jobb, ha a tekercseket több (két, három vagy több) vékony huzallal tekercseli, mint egy vastag huzalt.
Mindezek után kattintson a „számítás” gombra, és megkapja az eredményt, az én esetemben így alakult:
Figyelmünket a pirossal kiemelt pontokra összpontosítjuk. A primer tekercs az én esetemben 41 fordulatból áll, amelyek két, egyenként 0,5 mm átmérőjű vezetékre vannak feltekerve. A szekunder tekercs két, 14 menetes feléből áll, amelyek három, egyenként 0,5 mm átmérőjű vezetékre vannak feltekerve.
Miután megkaptuk az összes szükséges számítási adatot, közvetlenül folytatjuk a transzformátor tekercselését.
Nekem úgy tűnik, hogy nincs itt semmi bonyolult. Elmondom, hogyan csinálom. Először a teljes primer tekercset feltekerjük. A vezeték(ek) egyik végét lecsupaszítják és a transzformátorkeret megfelelő kivezetésére forrasztják. Ezt követően kezdődik a tekercselés. Az első réteget feltekerjük, majd vékony szigetelőréteget alkalmazunk. Ezt követően feltekerjük a második réteget, és ismét vékony szigetelőréteget alkalmazunk, és így az elsődleges tekercs teljes szükséges fordulatszámát feltekerjük. A tekercselést célszerű tekerni fordulásra, de lehet ferdén is, vagy csak „akárhogyan is”, ennek nem lesz feltűnő szerepe. A szükséges számú fordulat feltekerése után a vezeték(ek) végét levágjuk, a vezeték végét lecsupaszítjuk és a transzformátor másik megfelelő kivezetésére forrasztjuk. Az elsődleges tekercs feltekercselése után vastag szigetelőréteg kerül rá. A legjobb, ha speciális Mylar szalagot használ szigetelésként:
Ugyanezt a szalagot használják a számítógépes tápegységek impulzustranszformátorainak tekercseinek szigetelésére. Ez a szalag jól vezeti a hőt és nagy hőállósággal rendelkezik. A rendelkezésre álló anyagok közül javasolt használni: FUM szalagot, maszkolószalagot, papírgipszet vagy hosszú csíkokra vágott sütőhüvelyt. Szigorúan tilos PVC és szövet szigetelőszalag, írószer szalag vagy szövetvakolat használata tekercsek szigetelésére.
Az elsődleges tekercs feltekerése és szigetelése után folytatjuk a szekunder tekercs tekercselését. Vannak, akik a tekercs két felét feltekerik egyszerre, majd szétválasztják, de én egyenként tekerem fel a szekunder tekercs felét. A szekunder tekercs ugyanúgy van feltekerve, mint az elsődleges. Először lecsupaszítjuk és felforrasztjuk a vezeték(ek) egyik végét a transzformátorkeret megfelelő kivezetésére, feltekerjük a szükséges számú fordulatot, minden réteg után szigetelést alkalmazva. A szekunder tekercs egyik felének szükséges számú fordulatát követően a huzal végét lecsupaszítjuk és forrasztjuk a keret megfelelő kivezetésére, és vékony réteg szigetelést alkalmazunk. A tekercs következő felének vezetékének elejét ugyanarra a kivezetésre forrasztjuk, mint a tekercs előző felének végét. Ugyanabba az irányba tekerünk, ugyanannyi fordulattal, mint a tekercs előző felében, minden réteg után szigetelést alkalmazva. A szükséges számú fordulat feltekerése után forrassza a vezeték végét a keret megfelelő kivezetéséhez, és vékony szigetelőréteget alkalmazzon. A szekunder tekercs felcsavarása után nincs szükség vastag szigetelőréteg felvitelére. Ezen a ponton a tekercselés befejezettnek tekinthető.
A tekercselés befejezése után be kell helyezni a magot a keretbe, és össze kell ragasztani a magfeleket. Ragasztáshoz egy másodperces szuperragasztót használok. A ragasztórétegnek minimálisnak kell lennie, hogy ne hozzon létre rést a mag részei között. Ha van egy gyűrűs mag (R alakú), akkor természetesen nem kell ragasztani semmit, de a tekercselési folyamat kevésbé lesz kényelmes, és több erőfeszítést és idegeket igényel. Ezenkívül a gyűrűmag kevésbé kényelmes, mivel magának kell elkészítenie és megformáznia a transzformátor vezetékeit, valamint gondolnia kell a kész transzformátor nyomtatott áramköri lapra történő rögzítésére.
A tekercselés és a transzformátor összeszerelése után valami ilyesmit kell kapnia:
Az elbeszélés megkönnyítése érdekében rövid leírásként hozzáadom az SMPS 2161 SE 4 diagramot is. beszéljünk az elemalapról és a lehetséges cserékről.
Menjünk sorban – a bejárattól a kijáratig. A bemeneten a hálózati feszültség találkozik az F1 biztosítékkal, a biztosíték névleges értéke 3,15A és 5A között lehet. Az RV1 varisztort 275 V-ra kell tervezni, az ilyen varisztor 07K431 jelzést kap, de lehet 10K431 vagy 14K431 variátort is használni. Lehetőség van magasabb küszöbfeszültségű varisztor használatára is, de a védelem és a zajelnyomás hatékonysága észrevehetően alacsonyabb lesz. A C1 és C2 kondenzátorok lehetnek normál filmkondenzátorok (például CL-21 vagy CBB-21), vagy zajcsökkentő típusúak (például X2) 275 V feszültségre. Kiforrasztjuk az L1 dupla induktivitást a számítógép tápegységéről vagy más hibás berendezésről. Az induktor önállóan elkészíthető 20-30 fordulattal egy kis gyűrűs magra, 0,5 - 0,8 mm átmérőjű huzallal. A VDS1 diódahíd bármilyen lehet 6 és 8 A közötti áramerősséghez, például az ábrán látható - KBU08 (8A) vagy RS607 (6A). Bármilyen lassú vagy gyors dióda, amelynek áramerőssége 0,1 és 1 A között van, és a fordított feszültsége legalább 400 V, VD4-nek megfelelő. Az R1 állhat négy, 82 kOhm-os fél wattos ellenállásból, vagy egy két wattos, azonos ellenállású ellenállásból. A VD1 Zener-diódának 13-14V stabilizációs feszültséggel kell rendelkeznie; megengedett egy zener-dióda vagy két alacsonyabb feszültségű zener-dióda soros csatlakoztatása. A C3 és C5 lehet fólia vagy kerámia. A C4 kapacitása nem haladhatja meg a 47 µF-ot, a feszültség 16-25 V. A VD2, VD3, VD5 diódáknak nagyon gyorsaknak kell lenniük, például - HER108 vagy SF18. A C6 lehet fólia vagy kerámia. A C7 kondenzátort legalább 1000 V feszültségre kell tervezni. A C9 lehet fólia vagy kerámia. Az R6 névleges értéket a szükséges kimeneti teljesítményre kell kiszámítani, a fent leírtak szerint. R6-ként használhat 2512-es formátumú SMD-ellenállásokat, vagy egy vagy két wattos kimeneti ellenállásokat; minden esetben az ellenállás(ok) a tábla alá vannak szerelve. A C8 kondenzátornak filmnek kell lennie (CL-21 vagy CBB-21 típus), és legalább 400 V megengedett üzemi feszültséggel kell rendelkeznie. A C10 egy elektrolit kondenzátor, amelynek feszültsége legalább 400 V; az SMPS kimenetén az alacsony frekvenciájú hullámzások nagysága a kapacitásától függ. Az RT1 termisztor, megvásárolható, vagy számítógépes tápról kiforrasztható, ellenállása 10-20 Ohm legyen, a megengedett áramerősség pedig legalább 3A legyen. VT1 és VT2 tranzisztorként mind az ábrán feltüntetett IRF740, mind más hasonló paraméterekkel rendelkező tranzisztorok, például IRF840, 2SK3568, STP10NK60, STP8NK80, 8N60, 10N60 használhatók. A C11 és C13 kondenzátorok fóliából (CL-21 vagy CBB-21 típusúak) legyenek, legalább 400 V megengedett feszültséggel, kapacitásuk nem haladhatja meg a diagramon feltüntetett 0,47 μF-ot. A C12 és C14 kerámia, nagyfeszültségű kondenzátorok legalább 1000 V feszültséghez. A VDS2 diódahíd négy diódából áll, amelyeket egy híd köt össze. VDS2 diódákként nagyon gyors és erős diódákat kell használni, például - MUR1520 (15A, 200V), MUR1560 (15A, 600V), MUR820 (8A, 200V), MUR860 (8A, 600V), BYW29 (8A, 200V), 8ETH06 (8A, 600V), 15ETH06 (15A, 600V). Az L2 és L3 fojtótekercseket a számítógép tápegységéről forrasztják, vagy egymástól függetlenül készítik. Egyedi ferritrudakra vagy közös gyűrűs magra tekerhetők. Mindegyik fojtónak 5-30 fordulatot kell tartalmaznia (jobb a több), 1-1,5 mm átmérőjű huzallal. A C15, C17, C18, C20 kondenzátoroknak fóliának (CL-21 vagy CBB-21 típusúnak) kell lenniük 63 V vagy annál nagyobb megengedett feszültséggel, a kapacitás bármilyen lehet, minél nagyobb a kapacitásuk, annál jobb, annál erősebb a magas elnyomás -frekvenciás interferencia. Az ábrán C16-ként és C19-ként jelölt kondenzátorok mindegyike két 1000uF 50V-os elektrolitkondenzátorból áll. Az Ön esetében előfordulhat, hogy nagyobb feszültségű kondenzátorokat kell használnia.
Utolsó simításként pedig mutatok egy fotót, amely bemutatja az általam készített kapcsolóüzemű tápegységek fejlődését. Minden következő SMPS kisebb, erősebb és jobb minőségű, mint az előző: 
Ez minden! Köszönöm a figyelmet!
Radioelemek listája
| Kijelölés | típus | Megnevezés | Mennyiség | jegyzet | Üzlet | A jegyzettömböm | |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| Kapcsoló tápegység 2161 SE 4 | |||||||
| R1 | Ellenállás | 82 kOhm | 4 | 0,5W | Jegyzettömbhöz | ||
| R2 | Ellenállás | 4,7 Ohm | 1 | 0,25W | Jegyzettömbhöz | ||
| R3, R4 | Ellenállás | 33 Ohm | 2 | 0,25W | Jegyzettömbhöz | ||
| R5 | Ellenállás | ||||||
Manapság már ritkán fordul elő, hogy házilag készített erősítő konstrukcióba bárki beépítsen hálózati transzformátort, és joggal - a kapcsolóüzemű táp olcsóbb, könnyebb és kompaktabb, a jól összerakott pedig szinte semmilyen interferenciát nem produkál a terhelésbe (ill. az interferencia minimálisra csökken).
Természetesen nem vitatom, hogy a hálózati transzformátor sokkal, de sokkal megbízhatóbb, bár a modern impulzusgenerátorok, mindenféle védelemmel megtömve, szintén jól ellátják a feladatukat.
Az IR2153, mondhatnám, egy legendás mikroáramkör, amelyet nagyon gyakran használnak rádióamatőrök, és kifejezetten hálózati kapcsolóüzemű tápegységekben valósítják meg. A mikroáramkör egy egyszerű félhíd-meghajtó, tápáramkörökben pedig impulzusgenerátorként működik.
Erre a mikroáramkörre alapozva több tíztől több száz wattig, sőt akár 1500 wattig terjedő tápegységeket építenek, természetesen a teljesítmény növekedésével az áramkör bonyolultabbá válik.
Ennek ellenére nem látom értelmét nagy teljesítményű tápot készíteni ezzel a bizonyos mikroáramkörrel, ennek az az oka, hogy nem lehet megszervezni a kimenet stabilizálását vagy vezérlését, és nem csak a mikroáramkör nem PWM vezérlő, ezért lehetséges. ne beszéljünk PWM vezérlésről, és ez nagyon rossz. A jó tápok általában push-pull PWM mikroáramkörökön készülnek, pl TL494 vagy rokonai stb., az IR2153-on lévő blokk pedig inkább kezdő szintű blokk.
Térjünk át magának a kapcsolóüzemű tápegység kialakítására. Minden az adatlap szerint van összerakva - tipikus félhíd, két félhíd kondenzátor, amelyek folyamatosan töltési/kisütési ciklusban vannak. Az áramkör teljes teljesítménye ezeknek a kondenzátoroknak a kapacitásától függ (természetesen nem csak tőlük). Ennek az opciónak a számított teljesítménye 300 watt, nem kell több, maga az egység két UHF csatorna táplálására szolgál. Az egyes kondenzátorok kapacitása 330 μF, a feszültség 200 Volt, minden számítógép tápegység csak ilyen kondenzátorokat tartalmaz, elméletileg a számítógép tápegységeinek kapcsolási rajza és az egységünk némileg hasonló, mindkét esetben a topológia félhíd .
A tápegység bemenetén is minden úgy van, ahogy lennie kell - egy varisztor a túlfeszültség-védelemhez, egy biztosíték, egy túlfeszültség-védő és természetesen egy egyenirányító. Teljes értékű diódahíd, amelyet készen is elvihet, a lényeg az, hogy a híd vagy a diódák fordított feszültsége legalább 400 V, ideális esetben 1000, és árama legalább 3 A. Elválasztó kondenzátor - film, 250 V vagy jobb 400, kapacitása 1 μF - egyébként számítógépes tápegységben is megtalálható.
Transzformátor A program szerint számolva a mag számítógépes tápegységből van, sajnos a teljes méreteket nem tudom megadni. Az én esetemben a primer tekercs 37 menetes 0,8 mm-es vezetékkel, a szekunder tekercs 2 x 11 menetes 4 db 0,8 mm-es vezetékes busszal. Ennél a helyzetnél a kimeneti feszültség 30-35 Volt körül mozog, természetesen a tekercselési adatok mindenkinél eltérőek lesznek, a mag típusától és összméreteitől függően.
Bemutatom a figyelmébe az általam tesztelt áramkört egy meglehetősen egyszerű UMZCH kapcsolóüzemű tápegységen. Az egység teljesítménye körülbelül 200 W (de 500 W-ra túlhajtható).
Rövid jellemzők:
Bemeneti feszültség - 220V;
Kimeneti feszültség - +-26V (levétel 2-4V teljes terhelésnél);
Konverziós frekvencia - 100 kHz;
A maximális terhelési áram 4A.
Blokk diagramm
A tápegység az IR2153 chipre épül a strannicmd áramkör szerint
Felépítés és részletek.
A tápegység egyoldalas üvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve. A cikk végén talál egy nyomtatott áramköri lap rajzát a Sprint-Layout egy vasaláshoz.
Egy bemeneti induktor bármely számítógép vagy monitor tápegységéről, egy bemeneti kondenzátor 1 µF/1 W sebességgel kerül felhasználásra. Ezután egy körülbelül 3 A-es, lapos, alacsony frekvenciájú GBUB diódahíd használható IRF 840, IRFI840GLC, IRFIBC30G kapcsolóként. , VT1 - BUT11, VT3 - c945, kimeneti diódák ebben az áramkörben jobb a szerelvények gyorsabb használata, Schottky MBR 1545-öt telepítettem, a kimeneti fojtótekercsek 4 cm és 3 mm hosszú ferrit darabokból vannak, 26 menetes PEV -1 vezeték, de szerintem lehet csoportstabilizáló fojtót is használni porlasztott vas gyűrűn (nem próbálták).
A legtöbb alkatrész megtalálható a számítógép tápegységeiben.
Nyomtatott áramkör
PSU összeállítás
Transzformátor
Transzformátor az Ön igényeinek, kiszámíthatja
Ez a transzformátor egy M2000NM ferritből (kék gyűrű) készült K32X19X16 gyűrűre van feltekerve, a primer tekercs egyenletesen van feltekerve a teljes gyűrűn, és 34 menetes MGTF 0,7 huzal. A szekunder tekercsek tekercselése előtt az elsődleges tekercset fluoroplasztikus szalaggal kell becsomagolni. A II tekercs egyenletesen feltekercselt PEV-1 0,7-es huzallal félbehajtott, és 6+6 fordulatú, középről csappal. A III-as tekercs (saját meghajtású IR) egyenletesen 3+3 fordulattal, csavart érpárral (egy pár vezeték) van feltekerve, középről csappal.
Az áramellátás beállítása
FIGYELEM!!! A TELJESÍTMÉNY ELSŐDLEGES ÁRAMKÖRE HÁLÓZATI FESZÜLTSÉG ALATT VAN, EZÉRT AZ ÖSSZETÉTEL ÉS MŰKÖDÉS ESETÉN KÖVETKEZNI KELL AZ ÓVINTÉZKEDÉSEKET.
Célszerű az egységet első alkalommal úgy indítani, hogy egy áramkorlátozó ellenálláson keresztül csatlakoztatjuk a biztosítékhoz, amely egy 60 W teljesítményű, 220 V feszültségű izzólámpa, és az IR tápellátását egy külön 12 V-os tápegység (az önellátó tekercs ki van kapcsolva). Ha a tápegység be van kapcsolva, ne terhelje túl erősen a lámpán keresztül. A megfelelően összeállított tápegység általában nem igényel beállítást. Amikor először kapcsolja be a tápegység lámpáján keresztül, a lámpának világítania kell, és azonnal ki kell aludnia (villognia), de ha igen, akkor minden rendben van, és ellenőrizheti a teljesítményt a kimeneten. Minden oké! majd lekapcsoljuk a lámpát, beállítjuk a biztosítékot és bekötjük a mikroáramkör önellátását; amikor a tápfeszültség elindul, az első és harmadik láb között elhelyezkedő LED-nek villognia kell, és elindul a táp.
Üdv mindenkinek!!!
Bemutatom a figyelmébe az általam tesztelt áramkört egy meglehetősen egyszerű UMZCH kapcsolóüzemű tápegységen. Az egység teljesítménye körülbelül 180 W.
Az UPS rövid jellemzői
Bemeneti feszültség - 220V;Kimeneti feszültség - ±25V;
Konverziós frekvencia - 27 kHz;
Maximális terhelési áram - 3,5A.
Kapcsoló tápegység áramkör
A séma meglehetősen egyszerű:Ez egy félhíd inverter kapcsoló telíthető transzformátorral. A C1 és C2 kondenzátorok feszültségosztót képeznek a félhíd egyik felére, és kisimítják a hálózati feszültség hullámzását is. A félhíd második fele a VT1 és VT2 tranzisztorok, amelyeket a T2 kapcsolótranszformátor vezérel. A híd átlója tartalmazza a T1 teljesítménytranszformátor primer tekercsét, amely úgy van kialakítva, hogy működés közben ne telítődjön.
Az átalakító megbízható indításához relaxációs generátort használnak egy lavina üzemmódban működő VT3 tranzisztoron.
Röviden a működési elve. A C7 kondenzátor az R3 ellenálláson keresztül töltődik, miközben a VT3 tranzisztor kollektorának feszültsége fűrészfogan növekszik. Amikor ez a feszültség eléri az 50-70 V-ot, a tranzisztor lavinaszerűen kinyílik, és a kondenzátor a VT3 tranzisztoron keresztül kisütődik a VT2 tranzisztor bázisához és a T2 transzformátor III tekercséhez, ezáltal elindítja az átalakítót.
UPS tervezés és részletek
A tápegység egyoldalas üvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve.Nem adok rajzot a tábláról, mivel mindenkinek megvannak a saját alkatrészei. Csak egy fotóra szorítkozom a táblámról:
Szerintem nincs értelme egy ilyen deszkát vasalni, túl egyszerű.
VT1 és VT2 tranzisztorként hazai KT812, KT704, KT838, KT839, KT840, azaz legalább 300 V kollektor-emitter határfeszültséggel használható, az importból tudom, hogy csak a J13007 és a J13009. számítógépes tápegységekben. A diódák cserélhetők bármilyen erős impulzusosra vagy Schottky sorompóra, én például importált FR302-t használtam.
Transzformátor T1 két, M2000NM ferritminőségű K32×19X7 hajtogatott gyűrűre tekerve, az elsődleges tekercs a teljes gyűrűben egyenletesen van feltekerve, és 82 menetes PEV-1 0,56 huzal. A tekercselés előtt le kell kerekíteni a gyűrűk éles széleit gyémántreszelővel vagy finom csiszolópapírral, és be kell tekerni egy 0,2 mm vastag fluoroplast szalagréteggel, és be kell csomagolni az elsődleges tekercset. A III tekercselés PEV-1 0,56-os huzallal van feltekerve, és 16+16 menetes, középről csappal. A II tekercs két menetes MGTF 0,05 huzallal van feltekerve, és a III. tekercstől mentes helyen van elhelyezve.
T2 transzformátor azonos márkájú ferritből készült K10×6X5 gyűrűre tekerve. Minden tekercs MGTF 0,05 huzallal van feltekercselve. Az I. tekercs tíz menetből áll, a II. és a III. tekercsek egyidejűleg két huzalban vannak feltekerve, és hat fordulatot tesznek ki.
UPS beállítása
FIGYELEM!!! A TELJESÍTMÉNY ELSŐDLEGES ÁRAMKÖRE HÁLÓZATI FESZÜLTSÉG ALATT VAN, EZÉRT AZ ÖSSZETÉTEL ÉS MŰKÖDÉS ESETÉN KÖVETKEZNI KELL AZ ÓVINTÉZKEDÉSEKET.
Célszerű az egységet első alkalommal úgy indítani, hogy egy áramkorlátozó ellenálláson keresztül csatlakoztatja, ami egy 200 W teljesítményű, 220 V feszültségű izzólámpa. A megfelelően összeállított tápegység általában nem beállításra van szükség, az egyetlen kivétel a VT3 tranzisztor. A relaxert úgy ellenőrizheti, hogy a tranzisztor emitterét a negatív pólushoz csatlakoztatja. Az egység bekapcsolása után a tranzisztoros kollektoron körülbelül 5 Hz frekvenciájú fűrészfog impulzusokat kell figyelni.
A hangminőség szinte annyira függ az áramforrás paramétereitől, mint magától az erősítőtől, és nem szabad elhanyagolni a gyártást. A szabványos transzformátorok számítási módszereiről több mint elég leírás található. Ezért itt egy olyan kapcsolóüzemű táp leírása található, amely nem csak a TDA7293 (TDA7294) alapú erősítőkhöz használható, hanem bármely más 3H teljesítményerősítőhöz is.
Ennek a tápegységnek (PSU) az alapja egy félhíd meghajtó IR2153 (IR2155) belső oszcillátorral, amelyet MOSFET és IGBT technológiás tranzisztorok vezérlésére terveztek kapcsoló tápegységekben. A mikroáramkörök működési diagramja az 1. ábrán látható, a kimeneti frekvencia függése az RC-hajtáslánc névleges értékétől a 2. ábrán. A mikroáramkör szünetet biztosít a „felső” és „alsó” kapcsolók impulzusai között. Az impulzus időtartamának 10% -a, ami lehetővé teszi, hogy ne aggódjon az átalakító teljesítményrészében lévő „átmenő” áramok miatt.
Rizs. 1
Rizs. 2
A tápegység gyakorlati megvalósítása a 3. ábrán látható. Ezzel az áramkörrel 100-500 W teljesítményű tápegységet készíthet, csak a C2 primer teljesítményszűrő kondenzátor kapacitását kell arányosan növelni és a megfelelő teljesítménytranszformátor TV2.
Rizs. 1
A C2 kondenzátor kapacitását 1 W kimeneti teljesítményre 1...1,5 µF arányban választjuk meg, például 150 W-os tápegység gyártásakor 150...220 µF kondenzátort kell használni. A VD primer tápegység diódahíd a beépített elsődleges tápegység szűrőkondenzátorának megfelelően használható, 330 µF kapacitásig 4...6 A diódahidak használhatók, pl. RS407 vagy RS607. 470...680 μF kondenzátorkapacitás mellett erősebb diódahidak kellenek, például RS807, RS1007.
Hosszú ideig beszélhetünk a transzformátor gyártásáról, de nem mindenkinek kell túl sokáig elmélyednie a számítások mély elméletében. Ezért az Eranosyan könyve szerint a legnépszerűbb szabványos M2000NM1 ferritgyűrűkre vonatkozó számításokat egyszerűen az 1. táblázat foglalja össze.
Amint az a táblázatból látható, a transzformátor teljes teljesítménye nemcsak a mag méretétől, hanem az átalakítási frekvenciától is függ. Nem túl logikus transzformátort készíteni 40 kHz alatti frekvenciákra - a harmonikusok leküzdhetetlen interferenciát okozhatnak a hangtartományban. A 100 kHz feletti frekvenciára transzformátorok gyártása már nem megengedett az M2000NM1 ferrit örvényáramok általi önmelegedése miatt. A táblázatban a primer tekercsek adatai láthatók, amelyekből könnyen kiszámíthatóak a fordulat/volt arányok, és akkor nem lesz nehéz kiszámolni, hogy egy adott kimeneti feszültséghez hány fordulat szükséges. Megjegyzendő, hogy a primer tekercsre betáplált feszültség 155 V - az egyenirányító és a simítószűrő után a 220 V-os hálózati feszültség 310 V DC lesz, az áramkör félig áthidalt, ezért ennek az értéknek a felét adják az elsődleges tekercs. Emlékeztetni kell arra is, hogy a kimeneti feszültség alakja téglalap alakú lesz, ezért az egyenirányító és a simítószűrő után a feszültség értéke nem tér el jelentősen a számított értéktől.
A szükséges vezetékek átmérőjét 5 A/1 nm-es huzalkeresztmetszet arányból számítjuk ki. Sőt, jobb több kisebb átmérőjű vezetéket használni, mint egy vastagabb huzalt. Ez a követelmény minden 10 kHz-nél nagyobb konverziós frekvenciájú feszültségátalakítóra vonatkozik, mivel a skin-effektus - a vezetéken belüli veszteségek - már kezd hatni, mivel a magas frekvenciákon az áram már nem a teljes keresztmetszeten, hanem a vezetéken keresztül folyik. a vezető felületén, és minél nagyobb a frekvencia, annál erősebbek a hatásveszteségek vastag vezetékekben. Ezért nem ajánlott 1 mm-nél vastagabb vezetékeket használni a 30 kHz feletti konverziós frekvenciájú konverterekben. Ügyeljen a tekercsek fázisozására is - a helytelenül beállított tekercsek vagy károsíthatják a tápkapcsolókat, vagy csökkenthetik az átalakító hatékonyságát. De térjünk vissza a 3. ábrán látható tápegységhez. Ennek a tápegységnek a minimális teljesítménye gyakorlatilag korlátlan, így 50 W-os vagy kisebb teljesítményű tápegységet is készíthet. A felső teljesítményhatárt az elemalap bizonyos jellemzői korlátozzák.
A nagyobb teljesítmény eléréséhez erősebb MOSFET tranzisztorokra van szükség, és minél erősebb a tranzisztor, annál nagyobb a kapu kapacitása. Ha a teljesítménytranzisztor kapukapacitása meglehetősen magas, akkor jelentős áramra van szükség a feltöltéséhez és kisütéséhez. Az IR2153 vezérlőtranzisztorok árama meglehetősen kicsi (200 mA), ezért ez a mikroáramkör nem tud túl erős teljesítménytranzisztorokat vezérelni nagy konverziós frekvencián.
A fentiek alapján világossá válik, hogy az IR2153 alapú konverter maximális kimenő teljesítménye nem lehet több 500...600 W-nál 50...70 kHz konverziós frekvenciánál, hiszen az erősebb teljesítménytranzisztorok alkalmazása a ezek a frekvenciák elég komolyan csökkentik a készülék megbízhatóságát. A VT1, VT2 tápkapcsolókhoz ajánlott tranzisztorok listáját rövid jellemzőkkel a 2. táblázat foglalja össze.
A másodlagos áramkörök egyenirányító diódáinak a legrövidebb helyreállítási idővel és legalább kétszeres feszültségtartalékkal és háromszoros áramerősséggel kell rendelkezniük. A legújabb követelményeket az indokolja, hogy a teljesítménytranszformátor önindukciós feszültséglökései a kimeneti feszültség amplitúdójának 20...50%-át teszik ki. Például egy 100 V-os másodlagos tápegységnél az önindukciós impulzusok amplitúdója 120...150 V lehet, és annak ellenére, hogy az impulzusok időtartama rendkívül rövid, elegendő ahhoz, hogy az impulzusok meghibásodását okozza. diódák, 150 V-os fordított feszültségű diódák használatakor. Háromszoros tartalékáram szükséges, hogy a diódák ne hibásodjanak meg a bekapcsolás pillanatában, mivel a szekunder teljesítményszűrő kondenzátorainak kapacitása meglehetősen magas, és az áramerősség meglehetősen kicsi díjat kell fizetniük. A legmegfelelőbb VD4-VD11 diódákat a 3. táblázat foglalja össze.
A másodlagos teljesítményszűrők (C11, C12) kapacitását nem szabad túlságosan növelni, mivel az átalakítás meglehetősen magas frekvencián történik. A hullámosság csökkentése érdekében sokkal fontosabb, hogy a primer áramkörökben nagy kapacitást használjunk, és helyesen számítsuk ki a transzformátor teljesítményét. A másodlagos áramkörökben a karonkénti 1000 μF-os kondenzátorok teljesen elegendőek 100 W-ig (az UMZCH lapokra szerelt tápegység kondenzátorainak legalább 470 μF-nak kell lenniük) és 4700 μF-os 500 W-os erősítőhöz. A kapcsolási rajzon a szekunder tápegység egyenirányítóinak egy változata látható, amely Schottky-diódákon készült, alájuk pedig egy nyomtatott áramköri kártya van beépítve (4. ábra). A VD12, VD13 diódákat egyenirányítóként használják a hűtőbordák kényszerhűtő ventilátoraihoz, a VD14-VD17 diódákat pedig kisfeszültségű tápegységek egyenirányítójaként (előerősítők, aktív hangszínszabályzók stb.). Ugyanezen az ábrán látható az alkatrészek elhelyezkedésének rajza és a bekötési rajz. A konverter túlterhelés elleni védelemmel rendelkezik a TV1 áramváltón, amely egy K20x12x6 M2000 ferrit gyűrűből áll és 3 menetes primer tekercset tartalmaz (keresztmetszete megegyezik a teljesítménytranszformátor primer tekercsével és a szekunder tekercs 3 menetével tekercselés, 0,2... .0,3 mm átmérőjű dupla huzallal feltekercselt Túlterhelés esetén a TV1 transzformátor szekunder tekercsének feszültsége elegendő lesz a VS1 tirisztor kinyitásához és kinyílik, lezárva a tápegységet az IR2153 mikroáramkörre, ezzel leállítva a működését A védelmi küszöböt az R8 ellenállás állítja be A beállítás terhelés nélkül történik, maximális érzékenységgel kezdve és az átalakító stabil indítását elérve. A beállítás elve azon alapul, hogy pillanatnyilag az átalakító indításakor maximálisan terhelődik, mivel a szekunder teljesítményszűrők kapacitását kell tölteni, és a konverter teljesítményrészének terhelése maximális.
A további részletekről: C5 kondenzátor - filmkondenzátor 0,33... 1 µF 400V; kondenzátorok C9, C10 - filmkondenzátorok 0,47...2,2 µF legalább 250V; Az L1...L3 induktivitások K20x12x6 M2000 ferritgyűrűkre készülnek és 0,8...1,0 mm-es huzallal vannak feltekerve, amíg meg nem töltik, fordulatosan egy rétegben; C14, C15 - film 0,33...2,2 µF legalább 100 V feszültséghez, legfeljebb 80 V kimeneti feszültséggel; a C1, C4, C6, C8 kondenzátorok lehetnek kerámia, K10-73 vagy K10-17 típusúak; A C7 lehet kerámia is, de a fólia, például a K73-17 jobb.
