Резистор на вратата. Драйвери за мощни транзистори

IGBT се включва чрез прилагане на положително напрежение към портата (обикновено V G(on) = +15 V), типичната стойност на напрежението на изключване е в диапазона V G(off) = -5...-15 V. При определени стойности V G (включено) / V G (изключено) динамичните характеристики на превключвателя могат да бъдат зададени чрез резистори, инсталирани във веригата на портата и ограничаващи неговия ток I G (вижте фиг. 1, 2).

Ориз. 1.

Ориз. 2. A, B - ограничаване на тока за включване/изключване с помощта на резистори R G (включено), R G (изключено), B - напрежение V GE и ток на врата I G

Избирайки рейтингите R G(on)/R G(off), можете да промените времето за превключване, нивото на динамичните загуби и комутационните пренапрежения, както и редица други параметри, включително състава на спектъра на електромагнитните смущения. По този начин изборът на импеданса на задвижването на гейта е една от най-важните стъпки в дизайна, която изисква най-голямо внимание.

Стойностите на капацитета на портата зависят от напрежението колектор-емитер V CE IGBT, така че те се променят по време на превключването му. Съответните графики на Cies, Coes, Cres спрямо V CE са дадени в техническите спецификации на силовите модули. Импедансът на управляващата верига, който ограничава пиковата стойност на тока на затвора I G в моментите на включване и изключване, определя времето за презареждане на входните кондензатори. Фигури 2a и 2b показват вериги на токов поток при използване на отделни резистори включени и изключени линии R G(on) /R G(off), формата на тока на затвора I G, когато се приложи управляващ импулс V GE, е показана на Фигура 2c.

Тъй като стойностите на R G (включено) / R G (изключено) намаляват, времевата константа на веригата за презареждане намалява и съответно времето за превключване t R / t F и нивото на динамичните загуби E SW намаляват. Въпреки положителния ефект от намаляването на разсейването на мощността, увеличаването на скоростта на затихване на тока води до опасно повишаване на нивото на комутационни пренапрежения V stray, причинено от наличието на разпределена индуктивност L S на захранващите шини на DC връзката: V stray = L S × ди/дт.

Визуално представяне на този ефект е дадено от диаграмите, показани на фигура 3.

Ориз. 3. Увеличаване на пренапрежението при превключване V разсейване с увеличаване на di/dt

Защрихованата област на графиките, която е продукт на колекторния ток I C и напрежението V CE по време на времето за изключване, представлява загубата на енергия E off .

Ако дизайнът на DC шината е неуспешен и стойността на L S е голяма, пренапрежението V може да повреди превключвателя на захранването. Процесът става особено опасен в режим на изключване на IGBT по време на късо съединение (късо съединение), когато стойността на di/dt е максимална. Нивото на отклонение V може да бъде намалено чрез избиране на по-голяма стойност за резистора R Goff (15 ома вместо 10 ома, както е показано на фигурата). Ето защо някои IGBT драйвери (например SKYPER 32PRO) прилагат режим на меко изключване за SSD (Soft Shut Down), при който IGBT се заключва чрез отделен резистор R G (изключен) с голяма стойност. Естествената цена за това е увеличаване на загубите на енергия, следователно, когато се използват модерни видове IGBT и правилната топология на DC шина, не се препоръчва използването на режим SSD.

Трябва също така да се отбележи, че увеличаването на скоростите на превключване, което води до увеличаване на di/dt и dv/dt, също повишава нивото на електромагнитни смущения (EMI), излъчвани от преобразувателя. Таблица 1 показва как промяната на стойността на резистора на затвора влияе върху основните динамични характеристики на IGBT.

Маса 1. Влияние на затворния резистор върху динамичните свойства на IGBT

Динамични характеристики	RG-	RG¯
Време на превключване, t вкл	←	↓
Време за изключване, t изкл	←	↓
Включване на енергия, E включено	←	↓
Енергия на изключване, E изкл	←	↓
Пиков пусков ток (IGBT)	↓	←
Пиков ток на изключване (диод)	↓	←
Скорост на промяна на напрежението, dv/dt	↓	←
Скорост на изменение на тока, di/dt	↓	←
Превключващо ниво на пренапрежение, V разсейване	↓	←
Ниво на електромагнитни смущения (EMI).	↓	←

SEMIKRON наскоро пусна четвъртото поколение модули, базирани на IGBT Trench 4 кристали и бързи CAL 4 диоди. Едно от основните предимства на новите модули е скоростта на промяна на тока di/dt, намалена с почти 30% с по-ниска (около 20%) стойност на загубата на енергия. Благодарение на това използването на нови ключове позволява не само да се увеличи ефективността на преобразуването, но и да се подобри електромагнитната съвместимост и да се намали рискът от повреда в аварийни ситуации.

Динамичните характеристики на опакован IGBT диод също зависят от стойността на затворния резистор и до голяма степен определят неговата минимална стойност. Скоростта на включване на транзистора не трябва да надвишава обратната скорост на възстановяване на диода: намаляването на стойността на R G и съответното увеличение на diC/dt води не само до повишаване на нивото на пренапрежение, когато IGBT е изключен , но също така създава динамично напрежение за диода.

В своите модули SEMIKRON използва бързи диоди, произведени чрез собствена технология CAL (Controlled Axial Lifetime), която ви позволява да променяте живота на носителите. Основната им разлика е плавната характеристика на обратното възстановяване на dirr/dt и динамичните характеристики, оптимално съгласувани с IGBT. Това помага да се намали нивото на динамичните загуби и EMI, както и да се намали големината на пренапреженията по време на изключване.

Избор на резистор на затвора

Като правило, изходният етап на драйверите е изграден в съответствие с двутактна схема с разделен изход, както е показано на фигура 1. Входовете на двата MOSFET транзистора се управляват от един логически сигнал: когато е висок, N -каналният превключвател е отворен и когато нивото е ниско, P-каналният превключвател се отваря. Използването на разделен изход ви позволява да генерирате асиметрично управляващо напрежение V GE и да изберете стойностите на резисторите R G независимо за режими на включване и изключване.

Оптимизирането на веригата за управление на портата включва избор на рейтинги R G(on) / R G(off) (при дадена V GE стойност), които осигуряват минимално ниво на динамични загуби, липса на опасни колебания по време на превключване, нисък обратен ток на възстановяване на боксера диод и ниско ниво на комутационни пренапрежения. Търсенето на оптимума се усложнява от факта, че някои от посочените параметри са в конфликт помежду си (виж таблица 1).

Обикновено е необходим по-малък затворен резистор, за да управлява по-голям IGBT и обратно. В същото време стойността на R G, посочена като референтна (R Gref) в техническите спецификации, не винаги осигурява най-добрия баланс на горните свойства. Оптималната стойност на резистора за повечето специфични приложения е в диапазона R Gref ...2 × R Gref. По правило стойността на R Gref е и минималната препоръчителна стойност, осигуряваща безопасно изключване на максимално допустимия импулсен ток на IGBT (ICM). Спомнете си, че безопасната работна зона (OSA или SOA) се нормализира за ICM или два пъти номиналния колекторен ток ICM = 2 × I C .

В повечето практически схеми съпротивлението 2 × R Gref осигурява необходимия баланс и процесът на оптимизиране на динамичните характеристики започва с него. Намаляването на стойността на затворния резистор е възможно само докато нарастващата скорост на превключване на тока di/dt не причинява опасни пренапрежения. Трябва също да се помни, че намаляването на импеданса на задвижващата верига на портата води до увеличаване на текущото натоварване на драйвера и увеличаване на разсейването на мощността.

Правилният избор на R G по време на проектирането трябва да бъде потвърден чрез тестове на завършената конструкция, включително анализ на топлинните условия и измерване на стойността на разсейване V при всички работни условия до късо съединение. Именно това е методологията, използвана от дизайнерския център SEMIKRON във Франция, който за 35 години е разработил повече от 12 000 проекта за различни устройства с мощност от десетки kW до единици MW.

При избора на съпротивление на затвора трябва да се има предвид, че по време на протичане на токове на зареждане / разреждане върху него може да се разсее голямо количество мощност. Препоръчително е да изберете резистори, които имат нисък температурен коефициент TCR и диапазон от стойности, които не надвишават 1%. В повечето случаи добро решение е използването на паралелно свързване на определен брой SMD резистори (MELF, MINI-MELF). Това осигурява висока устойчивост на импулсни претоварвания, добро разпределение на топлината и нечувствителност на веригата към отказ на едно от съпротивленията.

Грешка при избора на R G може да доведе до изключително нежелани последици и е необходимо да се анализира влиянието на веригата за управление на затвора върху всички режими на работа на преобразувателя. Например, увеличаването на рейтинга R G, което прави възможно намаляването на нивото на емисиите при превключване, неизбежно ще доведе до увеличаване на динамичните загуби и прегряване на превключвателя на захранването. Възможна последица от използването на неоправдано голям затворен резистор може да бъде преходът на IGBT в линеен режим и появата на трептения във веригата на затвора. На свой ред, както вече беше отбелязано, резултатът от използването на твърде малък R G е увеличаване на напрежението по време на превключване и повишаване на нивото на EMI.

Проектантът трябва да е наясно, че оптимизирането на задвижващата верига на затвора не може да компенсира отрицателните ефекти, причинени от лош дизайн на DC шина, който не осигурява ниска стойност на разпределената индуктивност L S . В този случай нивото на комутационните пренапрежения може да бъде опасно дори при номинални работни условия, следователно минимизирането на стойността на L S е първата и основна задача при разработването на DC връзка. Само ако този проблем бъде решен, можем да мислим за оптимизиране на R G и целесъобразността на използването на режим на меко изключване на SSD.

Понастоящем транзисторите MOSFET и IGBT се използват главно като превключватели за мощност с висока и средна мощност. Ако разгледаме тези транзистори като товар за тяхната верига за управление, тогава те са кондензатори с капацитет от хиляди пикофаради. За да се отвори транзистора, този капацитет трябва да се зареди, а при затваряне трябва да се разреди и възможно най-бързо. Това трябва да се направи не само така, че вашият транзистор да има време да работи при високи честоти. Колкото по-високо е напрежението на затвора на транзистора, толкова по-ниско е съпротивлението на канала за MOSFET или толкова по-ниско е напрежението на насищане колектор-емитер за IGBT транзистори. Праговото напрежение за отваряне на транзистори обикновено е 2–4 волта, а максимумът, при който транзисторът е напълно отворен, е 10–15 волта. Следователно трябва да се приложи напрежение от 10-15 волта. Но дори и в този случай капацитетът на портата не се зарежда веднага и за известно време транзисторът работи в нелинейната част на своята характеристика с високо съпротивление на канала, което води до голям спад на напрежението в транзистора и неговото прекомерно нагряване. Това е така нареченото проявление на ефекта на Милър.

За да може капацитетът на гейта да се зареди бързо и транзисторът да се отвори, е необходимо вашата контролна верига да може да осигури възможно най-голям ток на зареждане на транзистора. Капацитетът на портата на транзистора може да се намери от паспортните данни за продукта и при изчисляване трябва да вземете Cvx = Ciss.

Например, нека вземем MOSFET транзистора IRF740. Той има следните характеристики, които ни интересуват:

Време на отваряне (време на нарастване - Tr) = 27 (ns)

Време на затваряне (време на спад - Tf) = 24 (ns)

Входен капацитет - Ciss = 1400 (pF)

Изчисляваме максималния ток на отваряне на транзистора като:

Определяме максималния ток на затваряне на транзистора по същия принцип:

Тъй като обикновено използваме 12 волта за захранване на управляващата верига, ще определим резистора за ограничаване на тока, като използваме закона на Ом.

Тоест резистор Rg=20 Ohm, съгласно стандартната серия E24.

Моля, имайте предвид, че не е възможно да управлявате такъв транзистор директно от контролера; Ще ви представя, че максималното напрежение, което контролерът може да осигури, ще бъде в рамките на 5 волта, а максималният ток в рамките на 50 mA. Изходът на контролера ще бъде претоварен и транзисторът ще прояви ефекта на Милър и вашата верига ще се повреди много бързо, тъй като някой, или контролерът, или транзисторът, първо ще прегрее.
Ето защо е необходимо да изберете правилния драйвер.
Драйверът е импулсен усилвател на мощност и е предназначен да управлява превключватели на мощността. Драйверите могат да бъдат горни и долни ключове поотделно или комбинирани в един корпус в драйвер за горен и долен ключ, например като IR2110 или IR2113.
Въз основа на информацията, представена по-горе, трябва да изберем драйвер, способен да поддържа тока на портата на транзистора Ig = 622 mA.
По този начин ще използваме драйвера IR2011, способен да поддържа ток на портата Ig = 1000 mA.

Необходимо е също така да се вземе предвид максималното напрежение на натоварване, което превключвателите ще превключват. В този случай то е равно на 200 волта.
Следващият много важен параметър е скоростта на заключване. Това елиминира протичането на токове в двутактните вериги, показани на фигурата по-долу, причинявайки загуби и прегряване.

Ако внимателно прочетете началото на статията, тогава според паспортните данни на транзистора можете да видите, че времето за затваряне трябва да бъде по-малко от времето за отваряне и съответно токът на изключване трябва да бъде по-висок от тока на отваряне Ако >Ир. Възможно е да се осигури по-голям ток на затваряне чрез намаляване на съпротивлението Rg, но тогава токът на отваряне също ще се увеличи, това ще повлияе на големината на пренапрежението на комутационното напрежение при изключване, в зависимост от скоростта на спадане на тока di/dt. От тази гледна точка увеличаването на скоростта на превключване е до голяма степен отрицателен фактор, който намалява надеждността на устройството.

В този случай ще се възползваме от забележителното свойство на полупроводниците да пропускат ток в една посока и ще инсталираме диод във веригата на затвора, който ще пропуска тока на изключване на транзистора If.

По този начин токът на затвора Ir ще тече през резистора R1, а токът на затвора If ще тече през диода VD1 и тъй като съпротивлението на p–n прехода на диода е много по-малко от съпротивлението на резистора R1, тогава If>Ir . За да се гарантира, че токът на изключване не надвишава стойността му, свързваме резистор последователно с диода, чието съпротивление ще се определи чрез пренебрегване на съпротивлението на диода в отворено състояние.

Да вземем най-близкия по-малък от стандартната серия E24 R2=16 Ohm.

Сега нека да разгледаме какво означава името на драйвера на горния ключ и драйвера на долния ключ.
Известно е, че MOSFET и IGBT транзисторите се управляват от напрежение, а именно напрежението порта-източник (Gate-Source) Ugs.
Кои са горните и долните клавиши? Фигурата по-долу показва диаграма на половин мост. Тази верига съдържа горни и долни ключове, съответно VT1 и VT2. Горният превключвател VT1 е свързан чрез дренажа към положителното захранване Vcc и чрез източника към товара и трябва да бъде отворен чрез напрежение, приложено спрямо източника. Долният ключ, дренажът е свързан към товара, а източникът е свързан към отрицателния полюс на захранването (маса) и трябва да се отвори чрез напрежение, приложено спрямо земята.

И ако всичко е много ясно с долния ключ, подайте 12 волта към него - той се отваря, подайте 0 волта към него - затваря се, тогава за горния ключ ви трябва специална верига, която ще го отвори спрямо напрежението в източника на транзистора. Тази схема вече е внедрена в драйвера. Всичко, от което се нуждаем, е да добавим усилващ капацитет C2 към драйвера, който ще се зарежда от захранващото напрежение на драйвера, но спрямо източника на транзистора, както е показано на фигурата по-долу. Именно с това напрежение ще се отключи горният ключ.

Тази схема е доста работеща, но използването на усилващ капацитет й позволява да работи в тесни диапазони. Този капацитет се зарежда, когато долният транзистор е отворен и не може да бъде твърде голям, ако веригата трябва да работи при високи честоти, а също така не може да бъде твърде малък, когато работи при ниски честоти. Тоест, с този дизайн не можем да държим горния превключвател отворен за неопределено време; той ще се затвори веднага след като кондензаторът C2 се разреди, но ако използваме по-голям капацитет, тогава той може да няма време да се презареди до следващия период на работа на транзистор.
Сблъсквали сме се с този проблем повече от веднъж и много често трябваше да експериментираме с избора на усилващ капацитет при промяна на честотата на превключване или работния алгоритъм на веригата. Проблемът беше решен с времето и много просто, по най-надеждния и „почти“ евтин начин. Докато изучавахме техническия справочник за DMC1500, се заинтересувахме от предназначението на конектора P8.

След като внимателно прочетох ръководството и разбрах напълно веригата на цялото устройство, се оказа, че това е конектор за свързване на отделно, галванично изолирано захранване. Свързваме минуса на захранването към източника на горния ключ, а плюса към входа на драйвера Vb и положителния крак на капацитета на бустера. По този начин кондензаторът е постоянно зареден, което позволява горният ключ да се държи отворен толкова дълго, колкото е необходимо, независимо от състоянието на долния ключ. Това допълнение към схемата ви позволява да приложите всеки алгоритъм за превключване на клавиши.
Като източник на захранване за зареждане на бустерния капацитет можете да използвате или конвенционален трансформатор с токоизправител и филтър, или DC-DC преобразувател.

Публикувана на 15.05.2014 г

Проектирането на силовата част обикновено започва с избора на ключове. Най-подходящите полеви транзистори за това са MOSFET. Изборът на мощни транзистори се извършва въз основа на данни за максималния възможен ток и напрежение на захранващата мрежа на двигателя.

Избор на мощни транзистори

Транзисторите трябва да издържат на работния ток с известна граница. Затова се избират полеви транзистори с работен ток 1,2-2 пъти по-голям от максималния ток на двигателя. Характеристиките на транзисторите с полеви ефекти могат да показват няколко текущи стойности за различни режими. Понякога те показват тока, който кристалът може да издържи Id (Silicon Limited)(той е по-голям) и токът е ограничен от възможностите на корпуса на транзистора Id (ограничен пакет)(по-малък е). Например:

Освен това се появява токът за импулсен режим ( Импулсен дренажен ток), което е значително по-голямо (няколко пъти) от максимално възможния постоянен ток.

Необходимо е да изберете транзистори за постоянен ток и да не обръщате внимание на параметрите, посочени за импулсен режим. При избора на транзистор се взема предвид само стойността на постоянния ток. В случая - 195А.

Ако е невъзможно да се избере транзистор с необходимия работен ток, няколко транзистора се свързват паралелно.

В този случай не забравяйте да използвате резисторите, посочени на диаграмата. Номиналната им стойност е единици Ом, но благодарение на тях паралелно свързаните транзистори се отварят едновременно. Ако тези резистори не са инсталирани, може да възникне ситуация, когато един от транзисторите се отвори, но останалите все още не. През това кратко време цялата мощност пада върху един транзистор и го изключва. Определянето на стойността на тези резистори е обсъдено по-долу. Два паралелно свързани транзистора могат да издържат два пъти по-голям ток. 3-3 пъти повече. Но не трябва да злоупотребявате с това и да изграждате ключове от голям брой малки транзистори.

Изборът на транзистори с полеви ефекти по напрежение също се извършва с марж от най-малко 1,3 пъти. Това се прави, за да се избегне повреда на транзисторите поради скокове на напрежението по време на превключване.

В допълнение към горните параметри трябва да попитате за максималната работна температура на транзистора и дали ще издържи необходимия ток при тази температура. Една от най-важните характеристики е съпротивлението на отворен транзистор. Неговите стойности могат да достигнат няколко милиома. На пръв поглед той е много малък, но при големи токове върху него ще се генерират значителни количества топлина, която трябва да бъде отведена. Мощността, която ще загрее транзистора в отворено състояние, се изчислява по формулата:

P=Rds*Id^2

Където:
Rds– съпротивление на отворен транзистор;
Идентификационни номера– токът, който протича през транзистора.

Е, това е транзистор irfp4468pbfАко еталонното съпротивление е 2,6 mOhm, тогава под часа на предаване от 195 A ще се видят 98,865 вата топлина. В случай на трифазни мостови вериги само два ключа са отворени във всеки един момент. Така на два затворени транзистора ще се види еднакво количество топлина (98,865 W всеки, общо - 197,73 W). Всички смърди не работят през целия час, но след известно време - по двойки, след това кожата чифт ключове работи за 1/3 от час. Правилно е да се каже, че топлината на всички клавиши ще бъде 197,73 W топлина, а на кожата на клавишите (98,865 / 3 = 32,955 W). Това е, за да се осигури непрекъснато охлаждане на транзисторите.

Така че, ако транзисторът irfp4468pbfима съпротивление от 2,6 mOhm, тогава при ток от 195 A той ще генерира 98,865 вата топлина. В случай на трифазна мостова верига само два превключвателя са отворени във всеки един момент. Тоест два отворени транзистора ще генерират еднакво количество топлина (98,865 W всеки, за общо 197,73 W). Но те не работят през цялото време, а на свой ред - по двойки, тоест всеки чифт ключове работи 1/3 от времето. Така че е правилно да се каже, че като цяло 197,73 W топлина ще се генерира на всички клавиши и на всеки от клавишите (98,865 / 3 = 32,955 W). Трябва да се осигури правилно охлаждане на транзисторите.

Но има едно "но"

Приблизително сме изчислили топлинните загуби, които възникват през периода, когато ключовете са напълно отворени. Не трябва обаче да забравяме, че ключовете се характеризират с такива явления като преходни процеси. Именно в момента на превключване, когато съпротивлението на превключвателя се променя от практически нула до почти безкрайност и обратно, се получава най-голямото генериране на топлина, което е значително по-голямо от загубите, които възникват при отворени превключватели.

Ясно е, че можем да натоварим 0,55 Ohm. Живото напрежение е 100V. При отворени ключове изходното напрежение е 100/0,55 = 181 A. Транзисторът се изключва и в момента контактът му пада до 1 Ohm. След един час скоростта на потока е 100/(1+0,55)=64,5A Помните ли формулата за изчисляване на топлинния стрес? Оказва се, че това е много кратък час консумация на топлина на транзистора (1+0,55)*(64,5^2) = 6448 W. Какво е значително по-ниско, когато ключът е отключен. Ако транзисторът достигне 100 ома, той ще консумира 99,45 W. Ако транзисторът нарасне до 1 KOhm, консумацията ще бъде 9,98 W. Ако транзисторът нарасне до 10 KOhm, консумацията ще бъде 0,99 W.

Нека си представим, че имаме товар от 0,55 ома. Захранващо напрежение 100V. При напълно отворени ключове получаваме ток 100 / 0,55 = 181 A. Транзисторът се затваря и в даден момент съпротивлението му достига 1 Ohm. По това време през него протича ток от 100 / (1 + 0,55) = 64,5A. Помните ли формулата, по която се изчислява топлинната мощност? Оказва се, че в този много кратък момент топлинните загуби на транзистора са (1 + 0,55) * (64,5 ^ 2) = 6448 W. Което е значително повече отколкото с публичен ключ. Когато съпротивлението на транзистора се увеличи до 100 ома, загубата ще бъде 99,45 W. Когато съпротивлението на транзистора се увеличи до 1 kOhm, загубата ще бъде 9,98 W. Когато съпротивлението на транзистора се увеличи до 10 kOhm, загубата ще бъде 0,99 W.

Ако създадете много мощна охладителна система, в транзистора ще се генерира повече топлина, отколкото той може физически да отнеме от себе си (вижте: Максимално разсейване на мощността), ще изгори.

Така че не е трудно да се разбере, че колкото по-бързо се превключват клавишите, толкова по-малко са загубите на топлина и толкова по-ниска е температурата на клавишите.

Скоростта на превключване на превключвателите се влияе от: капацитета на гейта на полевия транзистор, стойността на резистора във веригата на гейта и мощността на драйвера на превключвателя. Колко ефективно ще работят ключовете зависи от правилния избор на тези елементи.

Понякога хората вярват, че могат да увеличат мощността на регулатора само като сменят ключовете на по-мощни. Това не е съвсем вярно. По-мощните транзистори имат по-голям капацитет на затвора и това увеличава времето за отваряне на транзистора, което се отразява на тяхната температура. Това се случва рядко, но имах случай, когато просто замяната на транзистори с по-мощни увеличи температурата им поради факта, че времето им за превключване се увеличи. Така че по-мощните транзистори изискват по-мощни драйвери.

MOSFET ключови драйвери

Какво е ключов драйвер и защо е необходим? Защо изобщо се нуждаем от драйвери? Можете да включите полеви транзистори, както е показано на диаграмата:

Да, в този случай биполярните транзистори действат като драйвери. Това също е приемливо. Има и схеми, при които транзистори с P-канал се използват като горни превключватели и с N-канал като долни. Тоест, използват се два вида транзистори, което не винаги е удобно. В допълнение, P-каналните транзистори с висока мощност са почти невъзможни за намиране. Обикновено тази комбинация от транзистори с различни канали се използва в контролери с ниска мощност за опростяване на веригата.

Много по-удобно е да се използват транзистори от същия тип, обикновено само N-канални, но това изисква спазване на някои изисквания за управление на горните транзистори на моста. Напрежението на затвора на транзисторите трябва да бъде приложено спрямо техните източници (Source). В случай на долния превключвател не възникват въпроси, неговият ред (Източник) е свързан към земята и можем безопасно да подадем напрежение към портата на долния транзистор спрямо земята. В случая на горния транзистор всичко е малко по-сложно, тъй като напрежението в неговия източник (Източник) се променя спрямо земята.

Ще обясни. Нека си представим, че горният транзистор е отворен и през него тече ток. В това състояние пада сравнително малко напрежение в транзистора и можем да кажем, че напрежението при източника на горния транзистор е почти равно на захранващото напрежение на двигателя. Между другото, за да поддържате горния транзистор отворен, трябва да приложите напрежение към неговия гейт, напрежението на неговия източник (Source) е по-високо, тоест захранващото напрежение на двигателя е по-високо.

Ако горният транзистор е затворен, а долният е отворен, тогава при източника (Source) на горния транзистор напрежението достига почти нула.

Драйверът на горния превключвател захранва гейта на транзистора с полеви ефекти с необходимото напрежение спрямо неговите източници (източник) и осигурява генерирането на напрежение, по-голямо от захранващото напрежение на двигателя за управление на транзистора. Това, и не само това, е това, което правят драйверите на MOSFET превключватели.

Избор и разнообразие на драйвери

Разнообразието от водачи е доста голямо. Интересуваме се от драйвери, които имат два входа за горния и долния клавиш (драйвери за горен и долен ключ). Например: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113и т.н. Трябва да обърнете внимание на параметъра Vgsвашите транзистори. Повечето драйвери са предназначени за Vgs=20V. Ако Vgsтранзистори, изходното напрежение на драйверите е по-ниско, например Vgsтранзистор = 5V, тогава драйвери с изходно напрежение 20V ще повредят такива транзистори.

Повечето драйвери се захранват с напрежение 10-20V и поддържат входни сигнали с различни нива -3.3V, 5V, 15V.

Има драйвери за трифазни мостови вериги, например:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2130, IR2131, IR2132, IR2133, IR2135, IR 2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Такива ключови драйвери може да са най-подходящият вариант. В допълнение, някои трифазни драйвери имат допълнителна функция за защита на превключвателите от твърде силен ток и т.н. Доста интересна поредица от драйвери IRS233x(D). Осигурява широка гама от защити, включително защита от пренапрежение, защита от късо съединение, защита от претоварване, защита от ниско напрежение на шина, защита от ниско напрежение на мощността и защита от кросоувър.

Един от най-важните показатели на драйверите е максималният изходен ток. Обикновено от 200mA до 4000mA. Може да изглежда, че 4 ампера са твърде много. Но калкулаторът решава всичко. Както беше отбелязано по-горе, скоростта на превключване на клавишите е много важно нещо. Колкото по-мощен е драйверът, толкова по-малко време се изразходва за превключване на клавишите. Можете грубо да изчислите времето за превключване на клавиша, като използвате формулата:

тон = Qg*(Rh+R+Rg)/U

Където:
Qg– пълен заряд на затвора на полевия транзистор;
Rh– вътрешно съпротивление на водача. Изчислява се като U/Imax, където U е захранващото напрежение на драйвера, Imax е максималният изходен ток. Имайте предвид, че максималният изходен ток може да е различен за горния и долния транзистор;
Р– съпротивление на резистора във веригата на затвора;
Rg– вътрешно съпротивление на затвора на транзистора;
U– захранващо напрежение на драйвера.

Например, ако използваме транзистор irfp4468pbfи шофьор IR2101с максимален ток 200mA. И във веригата на портата има резистор 20 Ohm, тогава времето за превключване на транзистора е:

540*(12/0,2 + 20 + 0,8)/12 = 3636 nS

Смяна на драйвера с IR2010, с максимален ток от 3A и резистор във веригата на портата от 2 ома, получаваме следното време на превключване:

540*(12/3+2+0,8)/12 = 306 ns

Тоест с новия драйвер времето за превключване е намалено над 10 пъти. Така топлинните загуби на транзисторите ще бъдат значително намалени.

Изчисляване на резистори във веригата на затвора

Разработих следното правило за себе си: съпротивлението на резистора във веригата на затвора на полевия транзистор трябва да бъде не по-малко от вътрешното съпротивление на драйвера, разделено на 3. Например драйверът IR2101Захранва се с напрежение 12V, максимален ток – 0,25A. Вътрешното му съпротивление: 12V / 0.25 = 48Ohm. В този случай резисторът във веригата на портата на полевия транзистор трябва да бъде по-голям от 48/3 = 16 ома. Ако времето за превключване на транзисторите с избраните резистори не е задоволително, трябва да изберете по-мощен драйвер.

Не мога да нарека тази техника идеална, но е проверена на практика. Ако някой може да изясни тази точка, ще съм благодарен.

Понякога диод със или без резистор се добавя към веригата на портата на транзистора.

Тъй като в много случаи силовите транзистори работят с индуктивни товари, трябва да се използват защитни диоди. Ако те не са там, тогава, когато транзисторът е изключен поради преходни процеси, ще възникне пренапрежение върху индуктивностите (намотките на двигателя), което в много случаи прекъсва транзистора и го изключва.

Много мощни транзистори вече имат вътрешни защитни диоди и няма нужда да се използват външни диоди. Но не забравяйте да проверите това в документацията за транзистора.

Мъртво време

Промяната на състоянието на превключвателите на мощността в контролера на трифазен безчетков двигател се извършва в следната последователност:

• изключете ключа, който трябва да бъде изключен;
• изчакваме известно време (Dead-Time), докато транзисторът се затвори (ние изчислихме приблизителното време на превключване на транзистора по-рано) и преходните процеси, свързани с превключването, приключват;
• включете ключа, който трябва да бъде включен.

Всички горни и долни драйвери на превключватели имат забавяне между изходните сигнали, за да предотвратят отварянето на двата транзистора едновременно (вижте:). Но това забавяне е твърде кратко. Някои драйвери за горен и долен ключ имат реални Мъртво време. Но в нашия случай това изобщо няма да помогне, защото ако си спомним как се превключват клавишите (вижте:), тогава ще видим, че никога няма ситуация, когато клавишите на едно рамо променят състоянията си. И така, управлявайте Мъртво времетрябва микроконтролер. Единственото изключение може да бъде, ако използвате специален трифазен драйвер, който управлява всичките шест клавиша и има реален Мъртво време.

Сензори за ток

Традиционно като датчик за ток се използва шунт. Като знаете съпротивлението му, измерете напрежението върху него и изчислете тока. Но за мощни системи използването на шунт не винаги е технически оправдано поради твърде големи топлинни загуби върху него. Сензорите за ток с ефект на Хол имат практически нулево съпротивление, така че не се нагряват. Освен това, като правило, захранването и нивото на изходния сигнал на такива сензори са в диапазона 5V, което е много удобно за внедряване на регулатор на микроконтролери. В момента настоящите сензори на компанията са доста популярни Allegro MicroSystems, например серия ACS71X, ACS75X.

В допълнение към обичайното измерване на нивото на тока с микроконтролер е разумно да се създаде хардуерна защитна верига срещу превишаване на критично ниво на ток. Микроконтролерът отнема известно време, за да измери текущото ниво. Освен това токът се измерва периодично след известно време. Такива забавяния, както и възможни софтуерни грешки, могат да създадат ситуация, при която критичен ток успее да повреди устройството, преди да пристигне следващото измерване. Веригата трябва да изключи превключвателите на захранването, когато токът превиши критична стойност, независимо от работата на микроконтролера. За реализиране на такава схема обикновено се използва компаратор, на входа на който се подава сигнал от текущия сензор и референтен сигнал. При превишаване на допустимия ток се задейства компараторът. Изходът на компаратора се използва като дискретен сигнал в логически схеми; превключвателите се изключват при спешност. Тази реализация има най-ниска латентност.

Драйверът е усилвател на мощност и е предназначен да управлява директно превключвателя за захранване (понякога клавиши) на преобразувателя. Той трябва да усили управляващия сигнал по мощност и напрежение и при необходимост да осигури изместването на неговия потенциал.

При избора на драйвер е необходимо да съпоставите изходните му параметри с входните параметри на мощен ключ (MOSFET транзистор, IGBT).

1. MOS транзисторите и IGBT са устройства с управление на напрежението, но за да се увеличи входното напрежение до оптималното ниво (12-15 V), е необходимо да се осигури подходящ заряд във веригата на портата.

3. За да се ограничи скоростта на нарастване на тока и да се намали динамичният шум, е необходимо да се използват последователни съпротивления във веригата на портата.

Драйверите за управление на сложни схеми за преобразуване съдържат голям брой елементи, така че те се произвеждат под формата на интегрални схеми. Тези микросхеми, в допълнение към усилвателите на мощност, съдържат и вериги за преобразуване на ниво, спомагателна логика, вериги за забавяне за формиране на "мъртво" време, както и редица защити, например срещу свръхток и късо съединение, ниско напрежение и редица други . Много компании произвеждат широка функционална гама: драйвери за мостови вериги на долния превключвател, драйвери на веригата на горния мост, горни и долни драйвери на превключватели с независимо управление на всеки от тях, полумостови драйвери, които често имат само един контролен вход и могат да се използват за симетрично закон за управление, драйвери за управление на всички транзистори в мостовата верига.

Типична схема за свързване на драйвера на горния и долния клавиш от International Rectifier IR2110 с принципа на захранване на bootstrap е показана на фиг. 3.1, a. И двата ключа се управляват независимо. Разликата между този драйвер и другите е, че IR2110 има допълнителна верига за преобразуване на ниво както в долния, така и в горния канал, което ви позволява да отделите захранването на логиката на микросхемата от захранващото напрежение на драйвера по ниво. Той също така съдържа защита срещу захранване с ниско напрежение към драйвера и „плаващ“ източник на високо напрежение.

Кондензаторите C D, C C са предназначени да потискат високочестотните смущения съответно в логическите и захранващите вериги на драйвера. Плаващият източник с високо напрежение се формира от кондензатор C1 и диод VD1 (захранване за стартиране).

Изходите на драйвера са свързани към силови транзистори с помощта на затворни резистори R G1 и R G2.

Тъй като драйверът е изграден върху полеви елементи и общата мощност, изразходвана за управление, е незначителна, кондензаторът C1 може да се използва като източник на захранване за изходния етап, презареждан от захранването U PIT през високочестотния диод VD1. Кондензаторът C1 и диодът VD1 заедно образуват "плаващо" захранване с високо напрежение, предназначено да управлява горния транзистор VT1 на мостовата стойка. Когато долният транзистор VT2 провежда ток, източникът на горния транзистор VT1 е свързан към общия захранващ проводник, диодът VD1 се отваря и кондензаторът C1 се зарежда до напрежение U C1 = U PIT - U VD1. Напротив, когато долният транзистор премине в затворено състояние и горният транзистор VT1 започне да се отваря (Фигура 3.1), диодът VD1 се поддържа от обратното напрежение на захранването. В резултат на това изходният етап на драйвера започва да се захранва изключително от разрядния ток на кондензатора C1. По този начин кондензаторът C1 постоянно „ходи“ между общия проводник на веригата и проводника на захранването (точка 1).

Когато използвате драйвера IR2110 с начално захранване, трябва да се обърне специално внимание на избора на елементи на високоволтовия „плаващ“ източник. Диодът VD1 трябва да издържа на високо обратно напрежение (в зависимост от захранването на веригата), допустим прав ток от приблизително 1 A, време за възстановяване t rr = 10-100 ns, т.е. да бъде бърз. В литературата се препоръчва диод SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), както и диоди UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 и други „ултра-бързи” класове.

Веригата на драйвера е проектирана по такъв начин, че високото логическо ниво на сигнала на всеки вход HIN и LIN съответства на същото ниво на изхода му HO и LO (вижте Фиг. 3.1 b, драйвер за общ режим). Появата на логически сигнал с високо ниво на входа SD води до блокиране на транзисторите на мостовата стойка.

Препоръчително е да използвате тази микросхема за управление на инверторни превключватели с PWM регулиране на изходното напрежение. Трябва да се помни, че в системата за управление е необходимо да се осигурят времеви закъснения („мъртво“ време), за да се предотвратят преминаващи токове при превключване на мостови транзистори (VT1, VT2 и VT3, VT4, фиг. 1.1).

Капацитет C1 е първоначален капацитет, чиято минимална стойност може да се изчисли по формулата:

Където Въпрос 3– стойност на заряда на затвора на мощен ключ (референтна стойност);

аз яма– ток на потребление на драйвера в статичен режим (референтна стойност, обикновено аз яма≈ I G c tмощен ключ);

Въпрос 1– циклична промяна в заряда на драйвера (за 500-600-волтови драйвери 5 nK);

V стр– захранващо напрежение на драйверната верига;

– спад на напрежението върху диода за зареждане VD1;

T– период на превключване на мощни ключове.

Фиг.3.1. Типична електрическа схема за включване на драйвера IR2110 (a) и времедиаграми на неговите сигнали на входовете и изходите (b)

V DD – логическо захранване на микросхема;

V SS – обща точка на логическата част на драйвера;

HIN, LIN – логически входни сигнали, управляващи съответно горния и долния транзистори;

SD – логически вход за забрана на драйвера;

V CC – захранващо напрежение на драйвера;

COM – отрицателен полюс на захранването V CC;

HO, LO – изходни сигнали на драйвера, които управляват съответно горните и долните транзистори;

V B – захранващо напрежение на високоволтовия “плаващ” източник;

V S е общата точка на отрицателния полюс на „плаващия“ източник на високо напрежение.

Получената стойност на началния капацитет трябва да се увеличи 10-15 пъти (обикновено C в рамките на 0,1-1 μF). Това трябва да е високочестотен капацитет с нисък ток на утечка (в идеалния случай тантал).

Резисторите RG 1, R G 2 определят времето за включване на мощни транзистори, а диодите VD G 1 и VD G 2, заобикаляйки тези резистори, намаляват времето за изключване до минимални стойности. Резисторите R1, R2 имат малка стойност (до 0,5 Ohm) и изравняват разпространението на омично съпротивление по общата управляваща шина (изисква се, ако мощен превключвател е паралелно свързване на по-малко мощни транзистори).

Когато избирате драйвер за транзистори с висока мощност, трябва да имате предвид:

1. Закон за управление на мощни транзистори:

За симетричен закон са подходящи високи и ниски превключватели и половин мостови драйвери;

Законът за единичен край изисква драйвери за горен и долен ключ с независимо управление на всеки мощен клавиш. Драйвери с трансформаторна галванична изолация не са подходящи за асиметричен закон.

2. Параметри на мощен ключ (I to или I drain).

Обикновено се използва приблизителен подход:

I out dr max =2 A може да управлява мощен VT с ток до 50 A;

I out dr max =3 A – управлява мощен VT с ток до 150 A (в противен случай времето за включване и изключване се увеличава значително и се увеличават загубите на мощност за превключване), т.е. Ако висококачественият транзистор е избран неправилно, той губи основните си предимства.

3. Отчитане на допълнителни функции.

Компаниите произвеждат драйвери с множество сервизни функции:

Различни мощни защити на ключовете;

Защита от ниско напрежение на драйвера;

С вградени bootstrap диоди;

С регулируемо и нерегулируемо време на закъснение за включване на мощен VT спрямо момента на изключване на другия (борба чрез токове в полумоста);

С или без вградена галванична изолация. В последния случай към входа на драйвера трябва да бъде свързана микросхема за галванична изолация (най-често високочестотен диоден оптрон);

Синфазни или противофазни;

Захранване на водача (необходимо е захранване за стартиране или три галванично изолирани захранвания).

Ако няколко вида драйвери са еквивалентни, трябва да се даде предпочитание на тези, които превключват тока на порта на мощни транзистори, използвайки биполярни VT. Ако тази функция се изпълнява от транзистори с полеви ефекти, тогава може да има неуспехи в работата на драйвера при определени обстоятелства (претоварвания) поради ефекта на задействане на "заключване".

След избор на типа драйвер (и неговите данни) са необходими мерки за борба с токове в полумост. Стандартният метод е незабавно изключване на мощен ключ и включване на заключен със закъснение. За тази цел се използват диоди VD G 1 и VD G 2, които при затваряне на VT заобикалят резисторите на портата и процесът на изключване ще бъде по-бърз от отключването.

В допълнение към шунтирането на затворните резистори R G 1 и R G 2 с помощта на диоди (VD G 1, VD G 2, фиг. 3.1) за борба с токовете в P-веригата на мощна каскада, компаниите произвеждат интегрирани драйвери, които са асиметрични в изходен комутационен ток VT Аз друг m ah навключване и изключване Аз други m ah изключен(Например Аз друг m ah на=2A, Аз други m ah изключен=3А). Това задава асиметричните изходни съпротивления на микросхемата, които са свързани последователно с затворни резистори R G 1 и R G 2.

където всички стойности във формулите са референтни данни за конкретен драйвер.

За симетричен (текущ) драйвер е вярно следното равенство:

.

Има три капацитета в транзисторната структура на MOSFET: капацитет гейт-източник (входен капацитет), капацитет сорс-дрейн (изходен капацитет), гейт-дрейн капацитет (преминаващ За транзистора IGRT, съответно, , . Когато напрежение от ( 15-20) V се прилага към портата, той започва, входният капацитет ще се зарежда експоненциално и при напрежение от 8-10 V ще се появи ток в транзистора... Този период от време е даден под формата на завой - параметър на закъснение (фиг. 3.2) при определено съпротивление във веригата на затвора

Когато в VT структурата се появи изтичащ ток, входният капацитет ще се зарежда с различна експоненциална скорост, тъй като този процес се влияе от изходния капацитет, тогава в крайна сметка входният капацитет ще натрупа заряд Q (референтна стойност). Изходният ток (намаляване на напрежението при електродите източник-дрейн) ще зависи главно от процесите във веригата, без значително влияние на тока на затвора.

Времето за разреждане на капацитета също е дадено в референтните параметри на VT под формата на време.

Когато транзисторът е изключен, капацитетът първо ще се разреди до стойност (), след което токът на източника ще започне да намалява до 0 (). По този начин забавянето за включване и изключване на VT ще зависи от стойността на резистора във веригата на портата и с използването на драйвер общото съпротивление в веригата на портата ще има два компонента: (с небалансиран драйвер и ) - const и допълнителен затворен резистор, който може да се променя за корекции на закъсненията Фигура 3.2 представя горните аргументи под формата на опростени графики.

Ориз. 3.2. Времедиаграми: (а) - при включен VT; (b) - когато VT е изключен.

Референтните данни не предоставят параметрите на входния и изходния капацитет на транзистора, но от математиката е известно, че началната част от експонентата (до 0,7) се апроксимира с права линия, чийто ъгъл на наклон е право пропорционален на RC, което позволява изчисления на оценка под формата на пропорции.

Така че, за да се предотврати появата на проходни токове, е необходимо да се избере общата стойност на съпротивлението във веригата на портата ( , и регулира скоростта на зареждане на капацитета на портата VT), за да осигури забавяне при включване на транзистора, по-голямо или равно на времето, прекарано в затваряне на VT (вижте Фиг. 3.2).

(3.1)

където е времето на затихване на тока на изтичане (референтна стойност);

– време на забавяне на началото на изключване на VT спрямо момента на подаване на блокиращото напрежение към затвора. С шунтиращи диоди (VD G 1, VD G 2, фиг. 3.1), скоростта на разреждане се определя еднозначно от съпротивлението . Следователно, за да се определи следната пропорция е решена (приемайки, че тя ще бъде шунтирана от диода VD G)

При разработването на силови вериги за статични преобразуватели, мерките за защита на силови транзистори от термично бягство са от първостепенно значение. Тъй като транзисторите с полев ефект MOSFET нямат вторично разрушаване, топлинните изчисления могат да се основават на стойностите на максималната температура и максималната мощност на разсейване. Общата мощност, освободена от транзистора в неговия режим на превключване, се определя от израза:

където R p е общата разсейвана мощност;

R per - загуба на мощност при превключване;

R pr - загуби на активното съпротивление на отворения транзисторен канал;

Pynp - управляващи загуби във веригата на затвора;

Pyr - загуба на мощност поради изтичане в затворено състояние.

където L L(op) е съпротивлението на транзистора в отворено състояние (референтен параметър).

Загубите на проводимост P pr са основният компонент на загубите в транзистора с полеви ефекти. Тези загуби могат да бъдат изчислени, като се знае ефективната (средноквадратична) стойност на изтичащия ток:

Загубите на мощност, причинени от ток на утечка (P ^), са незначителни (ако, разбира се, транзисторът работи), така че няма смисъл да се вземат предвид изобщо. Освен това, тъй като едно от основните предимства на транзистора с полеви ефекти са изключително ниските загуби в неговата верига за управление (P контрол), следователно стойността на загубите при управление може да бъде изключена от изчисленията. Като се вземат предвид направените допускания, формулата (2.1.7) за изчисляване на общите загуби приема следната удобна форма:

Тук е необходимо да се направи известно изясняващо отклонение и да се напомни на читателя, че изчисляването на разсейването на мощността се извършва, за да се осигурят топлинните условия на мощните транзистори. Това изчисление ще бъде полезно при проектирането на охлаждащи радиатори за транзистори (за подробности можете да се обърнете към публикации и). Много важен параметър, без който няма да е възможно да се проектира охлаждащ елемент, е така нареченото термично съпротивление „чип към корпус“ R thjc на транзистора. Изследванията показват, че това съпротивление до голяма степен зависи от честотата на превключване на транзистора, както и от работния цикъл на управляващите импулси, определен от съотношението на времето на отворено състояние към пълния период на превключване. В техническите спецификации за транзисторите обикновено се дават така наречените нормализирани характеристики на преходния термичен импеданс между корпуса. Както се вижда от фиг. 2.1.11, поради инерцията на топлинните процеси при високи честоти на превключване и нисък работен цикъл, термичното съпротивление на „кристалния корпус“ е значително намалено. Във всеки случай, разработчикът трябва да оцени това съпротивление според графика, за да не проектира радиатора за охлаждане на силовите елементи „на око“. Читателят трябва да знае, че показаните на фиг. Графиките 2.1.11 са включени в основния набор от параметри, представени от производствените компании за базата на силовите елементи. Ако при избора на елементна база разработчикът е изправен пред факта, че тези графики не са в документацията, по-добре е да не се доверявате на такава производствена компания и да не използвате нейните продукти във вашите разработки.

Като се вземат предвид графики 2.1.11, топлинното съпротивление на „кристалното тяло“ се определя по следната формула:

където ZjJJ, D) е коефициентът на преход на съпротивление „кристално тяло“;

R Q (JC) - термично съпротивление "кристален корпус" в режим на големи работни цикли на управляващи импулси или при постоянен ток.

На фиг. 2.1.11 има друга крива, наречена единичен импулс. Отстранява се за единичен (неповтарящ се) токов импулс. Този режим на работа обикновено се използва за вериги за защита и задействане, които работят еднократно. В този случай, като правило, генерирането на топлина е малко и захранващият елемент не изисква радиатор.

Но да се върнем на топлинните загуби. Ситуацията със загубите при превключване е много по-сложна. Ако натоварването на полевия транзистор е чисто

Ориз. 2.1.11. Графика на зависимостта на нормираното термично съпротивление от честотата и коефициента на запълване на импулсите: а - IRFP250; б - IRJL3103D1; в -FB180SA10

активни, загубите при превключване са малки и често могат просто да бъдат игнорирани. Активният товар обаче е рядък случай в технологията на преобразувателя на мощност. Много по-често транзисторите на статични преобразуватели „работят“ върху товари със силно изразен реактивен (индуктивно-капацитивен) компонент, който се характеризира с несъответствие на максималните токове и напрежения. В допълнение, в транзисторите, работещи в двутактни вериги (това включва полумостови, мостови и трифазни вериги), възникват специфични загуби при обратно възстановяване на противоположни диоди. Незабавно ще се обърнем към методите за изчисляване на динамичните загуби в двутактни вериги, тъй като на тяхна основа е изградена мощна преобразувателна технология.

В двутактна верига е необходимо да се вземе предвид влиянието на индуктивността L върху останалите елементи на веригата. Трябва да се помни, че в действителност индуктивността L е индуктивността на намагнитване на първичната намотка на високочестотен трансформатор (ако проектираното устройство е статичен преобразувател за захранване на типични товари) или индуктивността на намотката на двигателя (ако е разработва се електрическо задвижване с регулируема честота).

Нека се обърнем към фиг. 2.1.12 и разгледайте процесите на превключване, протичащи в представената типична схема. Първоначално (какво

отваряне на ключовия елемент. Ясно е, че амплитудата на пренапреженията не може да стане по-голяма от захранващото напрежение или земния потенциал, тъй като противоположните диоди ще се отворят и ще „разредят“ пренапреженията към източника на захранване. И все пак, ако енергията на осцилаторния процес е достатъчно висока, той може да не приключи до момента, в който ключовият елемент бъде открит следващия път. Превключването, когато токът протича през обратния диод, ще доведе до така наречената ситуация на „твърдо превключване“, когато силовият транзистор за кратко ще бъде в режим „през ток“. За да се „загасят“ тези емисии, RC верига с последователно свързани кондензатор и резистор е свързана успоредно на първичната намотка на трансформатора.

Току-що разгледахме така наречения "лек" режим на работа на транзистора в двутактни вериги, когато управляващите импулси пристигат на портите VT1 и VT2 симетрично и в момента на комутация токовете не преминават през противоположните диоди . Не е трудно да се изчисли мощността на загубите при превключване в този случай. За всеки транзистор, работещ в полумост или мостова верига със стандартен трансформаторен товар, той може да се изчисли по формулата

където /^max е максималният ток на изтичане.

Има и друг случай, когато транзисторите са принудени да работят в "тежък" режим на превключване. Този случай обикновено се разглежда в устройства за управление на честотата за двигатели със значителна индуктивност на намотката. Тук продължителността на отвореното състояние на „горните“ (VT1) и „долните“ (VT2) ключови елементи на полумост и мост може да бъде различна: в краен случай отварящите импулси на един от превключвателите на мощността изчезват напълно. В случай на асиметрия на управляващите импулси, токът в индуктивния товар не променя посоката си, което означава, че например след изключване на транзистора VT2, токът i L (фиг. 2.1.12 c) ще тече през неговият противоположен диод. Следователно изключването на транзистора VT1 ще се случи в режим на краткотрайно късо съединение, тъй като диод VD2 няма да може незабавно да възстанови заключеното състояние. Колкото по-дълго кутийният диод забавя възстановяването на изключено състояние, толкова повече топлина ще се генерира в транзистора. Следователно, за да се изчислят загубите при превключване в "тежък" режим, е необходимо да се вземат предвид както динамичните загуби при превключване на транзистора, така и загубите при обратно възстановяване на противоположните диоди. Следната формула ще ви помогне да изчислите загубите при превключване:

където Q rr е зарядът за обратно възстановяване на боксерния диод (референтен параметър).

Трябва също така да знаете, че зарядът за обратно възстановяване на диод в кутия (съгласно Фиг. 2.1.14) леко зависи от предния ток, протичащ през диода след изключване на транзистора, но до голяма степен се определя от величината на промяната в ток напред във времето в етапа на обратно възстановяване, тоест производната на големината на тока. На практика това означава, че забавянето на процеса на превключване, което причинява обратно възстановяване, може да намали заряда и следователно освободената енергия. Следователно, в "тежък" режим на превключване е необходимо да се забави процесът на отваряне на транзисторите с полеви ефекти. Скоростта на отваряне може да бъде намалена чрез ограничаване на тока на затвора чрез увеличаване на съпротивлението на затвора, както и чрез заобикаляне на преходите drain-source на транзисторите с RC вериги, които ограничават скоростта на превключване. Вярно е, че в същото време загубите при динамично превключване се увеличават.

Ориз. 2.1.14. Зависимост на обратния възстановителен заряд на диода от скоростта на процеса на превключване

Доста често в практиката на разработване на статични преобразуватели има случаи, когато е необходимо да се превключи ток, чиято стойност е по-висока от ограничаващия ток на един транзистор. И ако се окаже, че е трудно да изберете по-мощно устройство, можете просто да свържете няколко устройства паралелно, предназначени за по-ниски токове. Тогава общият ток ще бъде равномерно разпределен между отделните транзистори. За да ги свържете паралелно, трябва да имате устройства с близки стойности на праговото напрежение. По правило транзисторите от един и същи тип имат много близки стойности на праговото напрежение, така че е изключително нежелателно да се избират транзистори от различни типове за паралелна работа. Или още по-добре, вземете транзистори от същата производствена партида, произведени при същите условия.

За да се осигури равномерно нагряване на линията от транзистори, те трябва да бъдат инсталирани на общ радиатор и, ако е възможно, по-близо един до друг. Трябва също да се помни, че през два паралелно свързани транзистора можете да прекарате два пъти повече ток, без да намалявате товароносимостта на единични устройства, но в същото време входният капацитет и следователно зарядът на комбинираната порта се удвояват. Съответно управляващата верига за паралелно свързани транзистори трябва да може да осигури определеното време за превключване.

Но и тук има някои особености, някои „трикове“. Ако свържете портите на полеви транзистори директно, можете да получите много неприятен ефект на „звънене“, когато сте изключени - влияейки един на друг през портите, транзисторите произволно ще се отварят и затварят, без да се подчиняват на управляващия сигнал. За да се елиминира "звъненето", се препоръчва да се поставят малки феритни тръби на клемите на портата, за да се предотврати взаимното влияние на портите, както е показано на фиг. 2.1.15, а.

Този метод днес е много рядък (тъй като технологията за производство на феритни тръби е доста сложна). По-опростен и по-достъпен дизайн на веригата е показан на фиг. 2.1.15, б,

Ориз. 2.1.15. Паралелно свързване на MOSFET: a - с охлаждащи феритни тръби; b - с затворни резистори

който се състои в инсталиране на идентични резистори със съпротивление от десетки до стотици ома във веригите на всяка врата. Стойността на резисторите на портата обикновено се избира от съотношението:

където Q g е стойността на заряда на затвора за един транзистор.

След това е необходимо да се определи количеството ток, осигурено от устройството за управление на транзисторния затвор. Този ток се определя от условието за действие на напрежението U g върху паралелно свързани затворни резистори. Тоест стойността на R g, получена от формула (2.1.13), трябва да бъде намалена по време на изчисленията толкова пъти, колкото е броят на транзисторите, свързани паралелно.

Ориз. 2.1.16. Възможност за паралелно свързване на MOSFET транзистори

Транзисторите VTl...VT4 са монтирани на общ радиатор възможно най-близо един до друг, което осигурява равномерното им нагряване. Захранващите шини, които могат да бъдат направени от печатни или твърди проводници (например медна лента или калайдисана тел), са свързани към изтичането и източника на всички транзистори. Резисторите Rg могат да бъдат поставени над силовите шини. Транзисторите са закрепени към радиатора с помощта на винтове и притискащи пружини. Понякога за подобряване на термичния контакт между

корпусите на радиаторите използват следната технология: транзисторите са прикрепени с техните топлоотвеждащи плочи към обща лента от мед (или нейни сплави), а тя от своя страна се завинтва към радиатора, предварително смазан в точката на контакт с топлина- проводяща паста. И, разбира се, е необходимо да се осигури електрическа изолация на отделни групи транзистори, за да се избегнат къси съединения на места, където те не трябва да съществуват според електрическата верига.

На фиг. 2.1.17 показва външния вид на вариант на структурната единица на трифазен управляван мост, съставен от паралелно свързани MOSFET транзистори, а на фиг. 2.1.18 - електрическа схема за свързване на транзистори. Радиаторът има проходни канали, през които се продухва принудително с въздушен поток.