მაღალი ხარისხის ბუფერული ეტაპი ტრანზისტორების გამოყენებით. მიკროპროცესორები და მიკროკონტროლერები

გამარჯობა! ვაგრძელებთ ჩემს სტატიაში წამოჭრილ თემას.
Datagor ფორუმზე ვლადიმერ ( vol2008) წამოაყენა რეტრო-სტრუქტურული გამაძლიერებლის თემა და შესთავაზა ბუფერული ეტაპის საკუთარი ვერსია საბოლოო გამაძლიერებლისთვის.

მე ასევე შემოგთავაზებთ ბუფერული ეტაპის ვარიანტს ფსევდო-ბიძგნული მიმდევრით.

ბუფერული კასკადების განხორციელების შესაძლო ვარიანტები

ნაჩვენებია ნახ. 1-დ.

ბრინჯი. 1. ბუფერული ეტაპის პარამეტრები დენის გამაძლიერებლისთვის:
ა) ემიტერი მიმდევარი, ბ) ემიტერი მიმდევარი დინამიური დატვირთვით,
გ) იმავე სტრუქტურის ტრანზისტორებზე ფსევდო-ბიძგნული ემიტერის მიმდევარი,
დ) ფსევდო-ბიძგნული ემიტერის მიმდევარი დამატებით ტრანზისტორებზე

ემიტერ მიმდევარს, რომელსაც აქვს რეზისტორი ემიტერის წრეში (ნახ. 1a) აქვს მინუსი, რომ შეყვანის სიგნალის ამპლიტუდის მატებასთან ერთად, სიგნალის ერთი ნახევარტალღის შეზღუდვა შეიძლება მოხდეს მეორეზე ადრე.

შეყვანის სიგნალის დადებითი ნახევრად ტალღის დროს, ემიტერის დენი VT1 იყოფა ემიტერში Re-სა და Rn დატვირთვაში წინააღმდეგობებს შორის. უარყოფითი ნახევრად ტალღის დროს Rn-ის დენი მიედინება საპირისპირო მიმართულებით.

შეზღუდვის თავიდან ასაცილებლად, ტრანზისტორი VT1 ემიტერის დენი ყოველთვის უნდა იყოს ნულზე მეტი.

ადვილია იმის ჩვენება, რომ გამომავალი სიგნალის მაქსიმალური პიკური ამპლიტუდა დაკავშირებულია ემიტერის ძაბვასთან Ue და დატვირთვის წინააღმდეგობებთან Rn და ემიტერი Re შემდეგნაირად:
Uoutmax=UеRн/(Re+Rн).

ნახ. 1a ვიღებთ:
Uoutmax=7,5·0,62/(0,62+1,1)=2,7 ვ.

ემიტერის წრეში აქტიური დატვირთვის გამოყენება საშუალებას გაძლევთ აღმოფხვრათ რეზისტენტული დატვირთვის მქონე ემიტერის მიმდევრის მინუსი და კიდევ უფრო შეამციროთ დამახინჯება (ნახ. 1 ბ). მარტივი ემიტერის მიმდევრის ნაკლოვანების ნაწილი აქ რჩება: შეყვანის სიგნალის დადებითი ნახევრად ტალღით, დენი მიეწოდება არა მხოლოდ დატვირთვას, არამედ მიმდინარე წყაროს.

ფსევდო-ბიძგნული გამეორებებს შეუძლიათ მნიშვნელოვნად შეამცირონ ყველა სახის დამახინჯება, ისევე როგორც გამომავალი წინაღობა. აქ კონტროლირებადი დენის გენერატორი გამოიყენება როგორც ემიტერის დატვირთვა, რომელიც ქმნის კონტრ დინამიურ დატვირთვას მეორე მკლავისთვის, ნახ. 1 საუკუნე

ნაჩვენებია ნახ. 1c წრე - მილის გამეორების პატენტის გადაცემა გასული საუკუნის ორმოციანი წლებიდან ტრანზისტორი წრედზე.

ვინაიდან ტრანზისტორი სქემები, ნათურებისგან განსხვავებით, იყენებს ორი ტიპის გამტარობის ტრანზისტორებს, ეს წრე შეიძლება შეიცვალოს, რის შედეგადაც მიიღება დამატებითი ფსევდო-ბიძგნული მიმდევარი, ნახ. 1 წელი ეს სქემა წარმატებით გამოიყენა ვლადიმერმა (. vol2008).

სქემების დაბალი გამომავალი წინაღობა ნაჩვენებია ნახ. 1c და ნახ. 1 გ, ისევე როგორც ნაკლები დამახინჯება ნახ. 1a და ნახ. 1 ბ, დადებითად მოქმედებს ხმის რეპროდუქციაზე.

ბრინჯი. 2. ბუფერული ეტაპის სქემატური დიაგრამა
ფსევდო ბიძგ-გამმეორებით

ტრანზისტორი VT1 (VT5) კოლექტორის დენი დაყენებულია რეზისტორით R5 (R11) და არის I0=Ube/R5=0.2 mA, სადაც Ube=0.66 V არის ტრანზისტორი VT3 (VT4) საბაზო-ემიტერის ძაბვა.

დენის წყაროები მზადდება ტრანზისტორებზე VT2 (VT6), ტრანზისტორების საბაზისო სქემები იკვებება საერთო პარამეტრული ძაბვის სტაბილიზატორით HL1, R8, C3, შესაბამისად, R7 და R9 რეზისტორების მეშვეობით. მიმდინარე წყაროს დენი არის 10 mA.

ანტიფაზური სიგნალი რეზისტორიდან R4 (R10) გამყოფი კონდენსატორის C2 (C4) მეშვეობით მიეწოდება მიმდინარე წყაროს ტრანზისტორი VT2 (VT6) ბაზას, რომელიც უზრუნველყოფს გამეორების აქტიურ ოპერაციულ რეჟიმს შეყვანის სიგნალის ორივე ნახევარტალღაზე. .

--
Გმადლობთ ყურადღებისთვის!
იგორ კოტოვი, ჟურნალის Datagor-ის მთავარი რედაქტორი

მითითებულ წყაროების სია

1. მოსიაგინი ვ., // პრაქტიკული ელექტრონიკის ჟურნალი „დატაგორი“, 2016 წ.
2. მოსიაგინი ვ.,

ბუფერული გამაძლიერებელი, ინტეგრატორი, შედარება, ზაფხული, ლიმიტერი...ეს სიტყვები უკვე განუყოფლად არის დაკავშირებული აუდიო აღჭურვილობასთან და, თუმცა ერთი შეხედვით მათ შორის არაფერია საერთო, სინამდვილეში მათ აქვთ საერთო „სამუშაო ინსტრუმენტი“ - ოპერატიული გამაძლიერებელი (op-amp).

იმისათვის, რომ გავიგოთ რა როლს ასრულებს op-amp, ღირს იმის გაგება, თუ რა არის სინამდვილეში.
არსებითად, ეს არის გარკვეული გზით დაკავშირებული ტრანზისტორების ნაკრები და წარმოადგენს ხუთ ტერმინალურ ქსელს, რომელიც ასრულებს მუდმივი ძაბვის გამაძლიერებლის ფუნქციებს. სურათი 1 გვიჩვენებს რამდენიმე ყველაზე პოპულარულ op-amp აღნიშვნას:

სურათი 1

როგორც მოსალოდნელი იყო, მარცხნივ არის გამაძლიერებლის შეყვანა, არის ორი მათგანი - ერთი ინვერსიულია, ე.ი. გამომავალ ძაბვას ექნება საპირისპირო ფაზა, ვიდრე ამ შეყვანისას, მეორე არ არის ინვერსიული, ე.ი. გამომავალი სიგნალი იქნება შეყვანის ფაზაში. მარჯვნივ არის გამაძლიერებლის გამომავალი, ზედა და ქვედა ნაწილში არის ტერმინალები op-amp-ის მიწოდების ძაბვით, როგორც წესი, ზედა "+Uip", ქვედა "-Uip".

გარდა ამისა გამაძლიერებელი დიფერენციალურია, ე.ი. ძლიერდება მხოლოდ ძაბვის სხვაობა ინვერსიულ და არაინვერსიულ შეყვანებში. პრინციპში, ეს შეიძლება აიხსნას ლოგიკურად, მიკროსქემის სქემის ანალიზის გარეშე. თუ არაინვერსიულ შეყვანაზე ძაბვა არის 5 ვ, ხოლო ინვერსიულ შეყვანაზე არის 3 ვ, მაშინ რადგან შებრუნებული შეყვანის ფაზა შებრუნებულია, სამართლიანი იქნება 3 ვოლტი გამოვაკლოთ 5 ვოლტს. შესაბამისად, შეყვანის ძაბვა იქნება 2 ვ და სწორედ ეს ძაბვა გაძლიერდება საოპერაციო გამაძლიერებლით.
თავდაპირველად, op-amps შეიქმნა მათემატიკური ოპერაციების შესასრულებლად ანალოგურ კომპიუტერებში და, რა თქმა უნდა, ცოტა განსხვავებულად გამოიყურებოდა:

სურათი 2. ერთ-ერთი პირველი საოპერაციო გამაძლიერებელი

თუმცა, მიკროელექტრონიკის განვითარებით, ოპ-ამპერმა რადიკალურად შეცვალა მათი გარეგნობა და ზომები ისეთი მასშტაბებით, რომ DIP-8 პაკეტი გიგანტურად გამოიყურება:

სურათი 3. თანამედროვე ზედაპირული ოპ-ამპერატორების გარეგნობა DIP-8-თან შედარებით

რჩება იმის გარკვევა, თუ რა არის ამ მოწყობილობის შიგნით, რადგან უკვე ცოტათი ნათელია, თუ როგორ არის დანიშნული და როგორ გამოიყურება. K140UD1 ოპერაციული გამაძლიერებლის სქემატური დიაგრამა ნაჩვენებია სურათზე 4.

სურათი 4

უფრო მეტი სიცხადისთვის, მოდით, ამ მიკროსქემის სიმულაცია მოვახდინოთ სიმულატორში, თუმცა რეზისტორების მნიშვნელობები ექსპერიმენტულად უნდა შეირჩეს, თუმცა, ჩვენ მოვახერხეთ მიკროსქემის მუშაობა:

სურათი 5. K140UD1 მოდელის სქემატური დიაგრამა

ვინაიდან ეს თავდაპირველად მუდმივი ძაბვის გამაძლიერებელია, ექსპერიმენტები უნდა დაიწყოს მუდმივი ძაბვით. ამისათვის დაამატეთ ორი მუდმივი ძაბვის წყარო წრეში და დაფარეთ გამაძლიერებელი უარყოფითი გამოხმაურება (NFB).

ნახაზი 6. op-amp-ის ფუნქციონირების შემოწმება ძაბვის გაძლიერებისათვის.

ახლა მოდით დავაყენოთ ძაბვა წყარო V4-ზე 0,5 ვ-ზე და დავიწყოთ DC გაანგარიშებასიმულატორი. შედეგი არის შემდეგი სურათი:

სურათი 7. ძაბვის რუკა.

ახლა ცოტა უფრო დეტალურად. თითქმის ყველა სახელმძღვანელოში ნათქვამია, რომ op-amp მომატების კოეფიციენტი "პირდაპირ" კავშირშია, ე.ი. როდესაც სიგნალი გამოიყენება არაინვერსიულ შეყვანაზე, ის პროპორციულია OOS რეზისტორების თანაფარდობის პლუს ერთი. ჩვენს შემთხვევაში ეს იქნება R17 / R18 + 1 = 1.02 + 1 = 2.02. საიდან გაჩნდა 0.02?ფაქტია, რომ K140UD1 აქვს საკმაოდ დაბალი შეყვანის წინაღობა და საჭირო სიზუსტის მისაღებად, R18 უნდა შემცირებულიყო 9,76 kOhm-მდე.

მაშინ გაუგებარია - შესასვლელში არის 0,5 ვ და გამოსავალზე თითქმის 0,5 ვ, სად არის მომატება?აქ უნდა შევიტანოთ შესწორება, რომ 0,5 ვ არის შემკრების შესასვლელში, მაგრამ არა op-amp-ის, რომელიც არის Q1 ტრანზისტორის საფუძველი, არამედ ბაზაზე 0,24 V. და თუ ასეა, მაშინ ის ბრუნავს. ზუსტად 0,24 x 2,02 = 0,4848 V. სიმულატორის წაკითხვის მიხედვით, 0,496 V, რაც ისევ ჩვენი მოდელის უზუსტობაა, თუმცა, ორიგინალურ K140UD1-ს ჰქონდა პარამეტრების კარგი გავრცელება.

მაგრამ თუ შეყვანის ძაბვა არის 0,5 ვ, მაშინ რატომ არის Q1-ის საფუძველი ამ მნიშვნელობის ნახევარი? V5-ზე ძაბვა ნულის ტოლია, შესაბამისად, R16 და R15 ქმნიან ძაბვის გამყოფს და რადგან რეიტინგები იგივეა, ძაბვა გაიყოფა ორზე, რა თქმა უნდა წვლილი შეიტანს Q1-ის საბაზისო დენს. ასე რომ, ვიღებთ 0.24 ვ-ს op-amp-ის შეყვანისას.

თუმცა, ეს მხოლოდ ამ მიკროსქემის კასკადების მუშაობის შედეგია, შევეხოთ რამდენიმე მიზეზს:
როგორც კი Q1-ის საფუძველში ჩნდება ნულის გარდა სხვა ძაბვა, ჩვენს შემთხვევაში ეს არის 0,24 V, Q1 იწყებს გახსნას, რაც თავის მხრივ იწვევს მის კოლექტორზე ძაბვის შემცირებას. კოლექტორზე Q1 ძაბვის შემცირება ამცირებს Q6-ის ბაზაზე გამავალ დენს და ის იწყებს დახურვას, რის შედეგადაც იზრდება ძაბვა მის კოლექტორზე, რაც Q7 ემიტერის მიმდევრის მეშვეობით ზრდის ძაბვას ემიტერის მიმდევარზე. Q9-ზე და ძაბვა op-amp გამომავალზე (OUT წერტილი) იწყებს ზრდას.

ძაბვის გაზრდა op-amp-ის გამოსავალზე ზრდის ძაბვას R17-ისა და R18-ის შეერთების წერტილში და ეს წერტილი უკავშირდება Q2-ის საფუძველს, რომელიც არის ჩვენი op-amp-ის ინვერსიული შეყვანა (სურათი 6). Q2 იწყებს ოდნავ გახსნას და მის ემიტერზე ძაბვა იზრდება. ეს გულისხმობს ტრანზისტორი Q1-ის დახურვას და შემდგომ წრეში გავლენას ახდენს შემდგომ ეტაპებზე. ტრანზისტორი Q1 იხურება იმდენი, რომ Q2-ის ბაზაზე ძაბვა ჩამოყალიბდეს რაც შეიძლება ახლოს ძაბვასთან თვით Q1-ის ბაზაზე და ამ ძაბვის სიდიდე პირდაპირ დამოკიდებულია R17 და R18 რეზისტორების მნიშვნელობებზე. რაც უფრო მცირეა R18, მით მეტი ძაბვა უნდა წარმოიქმნას ოპ-გამაძლიერებლის გამოსავალზე, რათა აღდგეს კასკადის საბაზისო დენების ბალანსი Q1 და Q2-ზე. თუ არ შეცვლით წინაღობას R18, მაგრამ გაზრდით R17-ს, ასევე დაგჭირდებათ op-amp-ის გამომავალი ძაბვის გაზრდა, რადგან საკმაოდ დიდი ძაბვა კვლავ დაეცემა Q17-ზე.
ახლა რჩება მხოლოდ ძაბვის გაზრდა V5 წყაროზე და დარწმუნდით, რომ ძაბვის მნიშვნელობები რეალურად დაემატება.

სურათი 8. ორი წევრის V4 და V5 მათემატიკური დამატება.

როგორც ნახატიდან ჩანს, ორი ტერმინით V4 და V5 თითოეული 0,5 ვ-იანი, შემკრების გამომავალი აწარმოებს ერთ ვოლტს ტოლი ჯამს, ე.ი. მათემატიკური ოპერაცია სწორად შესრულდა.
მეტი სიცხადისთვის, მოდი, შორს ვიყოთ ანტიკვარული K140UD1-დან და მოვახდინოთ შემგროვებლის სიმულაცია სამი ტერმინით, ფართოდ გამოყენებული op-amp TL071-ის საფუძველზე. შედეგი არის შემდეგი "კალკულატორი":

სურათი 9. სამი წევრის მათემატიკური დამატება.

აქ ყურადღება უნდა მიაქციოთ OOS რეზისტორების მნიშვნელობებს. განსხვავება ნომინაციებში თითქმის ორმაგია, ე.ი. op-amp მომატების კოეფიციენტი იქნება R5 / R4 + 1 = 3. რატომ? წინა დიაგრამაზე მომატების კოეფიციენტი იყო 2, მაგრამ აქ არის 3?წინა წრეში იყო ორი ტერმინი, ამიტომ იყო ორი შეყვანის გამყოფი (R15 და R16, სურათი 6), შესაბამისად, თავდაპირველი შეყვანის ძაბვა იყოფა ორზე და მნიშვნელობების აღსადგენად უნდა გაორმაგებულიყო. სურათი 9-ის წრეში არის SUT ტერმინები, შესაბამისად, შეყვანის გამყოფი მნიშვნელობას ყოფს სამზე და მისი აღსადგენად საჭიროა გასამმაგება. უფრო მეტი საიმედოობისთვის, მოდით შევხედოთ შემკრებს ოთხი ტერმინით და დამოუკიდებლად გამოვთვალოთ მიღებული მოგება:

სურათი 10. ოთხი ტერმინის შემკრები.

კონკრეტულად რა კავშირი აქვს ამ მათემატიკას ხმის ინჟინერიასთან?
ყველაზე პირდაპირი. აუდიო ინჟინერიაში, ძაბვა, რა თქმა უნდა, ცვალებადია, მაგრამ ნებისმიერ ძალიან მოკლე დროში ის შეიძლება ჩაითვალოს მუდმივ ძაბვად, ამიტომ მათემატიკური სიგნალის დამუშავება op-amp-ის გამოყენებით საკმაოდ მისაღებია:

სურათი 11. ალტერნატიული ძაბვის წარმოდგენა პირდაპირი ძაბვის სახით.

გამომდინარე იქიდან, რომ ალტერნატიული ძაბვა დროის გარკვეულ მომენტში შეიძლება ჩაითვალოს მუდმივი, შემოღებულია დამატებითი კონცეფცია - მყისიერი ძაბვის ღირებულება, ანალოგიურად შეგიძლიათ მიმართოთ დენებისა და სიმძლავრის მყისიერ მნიშვნელობებს. როგორი იქნება ის სინამდვილეში, ნაჩვენებია სურათზე 12:

სურათი 12. ოთხი ანალოგური ტერმინის შემკრები.

არსებობს სინუსოიდური სიგნალის V1-V4 4 წყარო, რომელთა ძაბვები ჯდება R1-R4 რეზისტორებით და უტოლდება op-amp X1-ის ამპლიტუდას. დამამატებლის გამომავალი სიგნალი, შეყვანის მიხედვით, ნაჩვენებია სურათზე 13:

სურათი 13. გამომავალი სიგნალის დამოკიდებულება შემავალზე.

და რა არის ამ დამამატებლის პრაქტიკული გამოყენება?თუ ეს შემგროვებელი ოდნავ შეცვლილია, მაშინ საბოლოო შედეგი არის უმარტივესი ოთხი შეყვანის MIXER და შეყვანის რაოდენობა შეიძლება ძალიან განსხვავებული იყოს - ორიდან ოცამდე:

სურათი 14. ოთხშეყვანილი მიქსერის სქემატური დიაგრამა.

ამ წრეში კონდენსატორები C1-C4 მოქმედებენ როგორც საიზოლაციო კონდენსატორები და ხელს უშლიან წყაროდან მუდმივი ძაბვის შეღწევას op-amp შეყვანაში, რაც ზოგჯერ ხდება. ამ წრეში ოპტიმალური გამაძლიერებელი არის TL071, მაგრამ თითქმის ნებისმიერი თანამედროვე ოპ გამაძლიერებელი შეიძლება გამოყენებულ იქნას - მათი პარამეტრები საკმაოდ საკმარისია საშუალო ფასის აღჭურვილობისთვის. ცვლადი რეზისტორები X1-X4 არეგულირებს თითოეული შეყვანის სიგნალის დონეს, რაც საშუალებას გაძლევთ სწრაფად შეცვალოთ ნებისმიერი შეყვანის წყაროს მოცულობა.

დენის წყარო არის ორი 15 V წყარო, რომლებიც დაკავშირებულია სერიაში. კავშირის წერტილი დაკავშირებულია საერთო მავთულთან და მასთან შედარებითმიიღება ორი ძაბვა საერთო მავთულთან შედარებით - PLUS FIFTEEN და MINUS FIFTEEN ვოლტი. ასეთ ორმაგ წყაროს ეწოდება ბიპოლარული ძაბვის წყარო და, როგორც წესი, დადებითი და უარყოფითი მავთულის ზომები იგივეა.

თუმცა, op-amp შეიძლება იკვებება ერთი წყაროდან, უბრალოდ არ დაგავიწყდეთ ეს op-amp-ის ამ დოკუმენტაციაში, ჩვეულებრივ, მითითებულია ბიპოლარული ძაბვის წყაროს ზომა და მითითებულია მინიმალური და მაქსიმალური მნიშვნელობები, მაგალითად, Uip min ±5 V, Uip max ±20 V.ეს ნიშნავს, რომ ოპ-გამაძლიერებელი მუშაობს ბიპოლარული მიწოდებით ±5...±20 ვ ძაბვის დიაპაზონში, თუმცა, როდესაც იკვებება უნიპოლარული წყაროდან, ძაბვის დიაპაზონი გამოიყურება +10...+40 ვ. .

სურათი 15. Op-amp კვების პარამეტრები.

ბიპოლარული წყაროდან ელექტროენერგიის მიწოდება გარკვეულწილად სასურველია - მიკროსქემის დიზაინი გარკვეულწილად გამარტივებულია, რადგან შეყვანის შეკვრა ხდება ან "ავტომატურად", როგორც ნახაზი 14-ის წრეში, სადაც ნულოვანი ძაბვა op-amp-ის შესასვლელში იქმნება ცვლადი რეზისტორების ქვედა ტერმინალები, ან შეყვანის ნული იქმნება ცალკე მუდმივი რეზისტორით, რომლის ერთი ტერმინალი დაკავშირებულია საერთო მავთულთან, ხოლო მეორე პინი დაკავშირებულია op-amp-ის შეყვანასთან, რომელიც ჩვეულებრივ არ არის ინვერსიული. ამრიგად, საწყისი ძაბვა დაყენებულია op-amp გამომავალზე, თუ დრიფტები არ არის გათვალისწინებული, ნულის ტოლია.

უნიპოლარული მიწოდების ძაბვის შემთხვევაში, ოპ-ამპერატორის გამომავალი ძაბვა არ შეიძლება იყოს უარყოფითი, მაგრამ მას სჭირდება სინუსური ტალღის ორივე ნახევარტალღის გაძლიერება, როგორც დადებითი, ასევე უარყოფითი. ამ პრობლემის გადასაჭრელად, ვირტუალური ნული იქმნება სპეციალურად op-amp-ისთვის. ჩვეულებრივ, ეს არის ორი სერიით დაკავშირებული რეზისტორები, რომლებიც დაკავშირებულია დენის ტერმინალებს შორის, ხოლო რეზისტორების შეერთების ადგილზე წარმოქმნილი მიწოდების ძაბვის ნახევარი მოქმედებს როგორც ვირტუალური ნული (სურათი 16).

ნახაზი 16. Op-amp კვების წყარო უნიპოლარული ძაბვისგან.

R1 და R4 ქმნიან მიწოდების ძაბვის ნახევარს, R3 აუცილებელია შეყვანის სიგნალის გავლენის შესამცირებლად, წარმოქმნილი ძაბვის, აგრეთვე მოწყობილობის შეყვანის წინააღმდეგობის გასაზრდელად, რადგან C2, შექმნილია იმპულსური ხმაურის და დენის ტალღის შესამცირებლად. ვირტუალური ნული ასევე იმოქმედებს შეყვანის ალტერნატიულ ძაბვაზე. C1 ემსახურება როგორც გამყოფი კონდენსატორი, რომელიც გამოყოფს DC კომპონენტს op-amp-ის შესასვლელში წყაროსგან, რადგან ვარაუდობენ, რომ წყარო აწარმოებს ალტერნატიულ ძაბვას. R5 და R2 ქმნიან OOS-ს და ამ გამაძლიერებელში მომატების კოეფიციენტი უდრის R5 / R2 + 1 = 30k / 10k + 1 = 4. C3 ემსახურება როგორც იზოლაციის კონდენსატორი op-amp გამომავალსა და დატვირთვას შორის.

14, 15 და 16 ნახატების შედარებისას, ცხადი ხდება, რომ ოპ-გამაძლიერებელს შეუძლია საერთო მავთულის გარეშე, რადგან გამომავალი ძაბვა მთლიანად დამოკიდებულია მის შეყვანის ძაბვაზე, შესაბამისად, გამომავალზე ნულოვანი ძაბვის მიღება ბიპოლარული მიწოდებით და ნახევარი. ძაბვის ერთპოლარული მიწოდებით, აუცილებელია არაინვერსიული გამაძლიერებლის შეყვანის "დაკავშირება" ნულოვანი ან ნახევარი მიწოდების ძაბვაზე. მხოლოდ ამ შემთხვევაში გამოირიცხება გამომავალი სიგნალის მუდმივი კომპონენტის არასანქცირებული ცვლილება, რადგან შეყვანის სიგნალის ცვლილება მოხდება ამ "დაკავშირების" ძაბვის მიმართ, ე.ი. საერთო მავთული ბიპოლარული ელექტრომომარაგებისთვის და მიწოდების ძაბვის ნახევარი ერთპოლარული ელექტრომომარაგებისთვის იმოქმედებს როგორც საცნობარო ძაბვა. ეს მდგომარეობა ვარაუდობს, რომ ოპ-გამაძლიერებლის სწორად მუშაობისთვის პრიორიტეტი ხდება საცნობარო ძაბვის „სიწმინდე“. ბეჭდური მიკროსქემის დაფის გაყვანისას აუცილებელია გავითვალისწინოთ ამ საცნობარო ძაბვების მნიშვნელობა და გამოირიცხოს გარე ფაქტორების გავლენა ამ დირიჟორებზე, როგორიცაა ჩარევა დენის განყოფილებიდან, დენის გადინება დენის ფილტრის კონდენსატორებიდან მათში. , ვინაიდან საცნობარო ძაბვის ყველა ცვლილება გამოიწვევს op-amp-ის გამომავალი სიგნალის ცვლილებას, ე.ი. დაფაზე საორიენტაციო ძაბვისთვის გამოყოფილი უნდა იყოს ცალკე გამტარი და ის უნდა იყოს გამოყენებული მხოლოდ ოპ-გამაძლიერებლის ან ოპ-ამპერატორთა ჯგუფის საორიენტაციო ძაბვის სახით, და რა სხვა მიზნებისთვის .

კონდენსატორის მუშაობის პრინციპი შეიძლება აიხსნას ორი გზით:
როდესაც შეყვანის ცვლადი ძაბვა ნულის ტოლია, კონდენსატორი იტენება მიწოდების ძაბვის ნახევარზე. როდესაც დადებითი ნახევრად ტალღა გამოჩნდება, კონდენსატორი იწყებს დატენვას და დენი იწყებს მასში გადინებას, და რადგან R6, რომელიც მოქმედებს როგორც დატვირთვა, უკავშირდება C3-ს სერიაში, დენი იწყებს მასში გადინებას და დენის მიმართულება იქნება ზემოდან ქვემოდან. როგორც კი დადებითი ნახევრად ტალღა გაივლის თავის პიკს და მისი ღირებულება დაიწყებს კლებას, კონდენსატორი დაიწყებს განმუხტვას. ეს გამოიწვევს დენის კვლავ გადინებას, მაგრამ საპირისპირო მიმართულებით. ამრიგად, ალტერნატიული ძაბვა წარმოიქმნება R6-ზე.

ახსნის მეორე გზა დაკავშირებულია ელემენტების წინააღმდეგობას ელექტრული დენის მიმართ. პირდაპირი დენისთვის, კონდენსატორის წინააღმდეგობა არის უსასრულობა (არ ჩავთვლით გაჟონვის დენებს), მაგრამ ალტერნატიული დენის შემთხვევაში, კონდენსატორის წინააღმდეგობის მნიშვნელობას უკვე აქვს გარკვეული მნიშვნელობა და ეს მნიშვნელობა დამოკიდებულია კონდენსატორის ტევადობაზე და სიხშირეზე. მიედინება დენი. ვინაიდან წინააღმდეგობა იცვლება გარკვეული პირობებიდან გამომდინარე, საჭიროა ფორმულა, რომ გამოვთვალოთ რა სახის წინააღმდეგობა აქვს ელემენტს გარკვეულ პირობებში, და რადგან წინააღმდეგობა იცვლება, რათა განასხვავოს იგი რეზისტორების წინააღმდეგობისგან, შემოღებულია რეაქტიული რეზისტენტობის კონცეფცია, გამოითვლება. ფორმულით , სადაც PI არის რიცხვი PI, F არის სიხშირე ჰერცში, C არის კონდენსატორის ტევადობა ფარადებში. ამ ფორმულის საფუძველზე, რთული არ არის გამოვთვალოთ, თუ რა იქნება C3 კონდენსატორის წინააღმდეგობა, სურათი 16, აუდიო დიაპაზონის უკიდურეს სიხშირეებზე, კერძოდ 20 ჰც სიხშირეზე, 47 μF კონდენსატორის რეაქტიულობა ტოლი იქნება. 169 Ohms-მდე, ხოლო 20 kHz სიხშირით - 0.17 Ohms. 2 kOhm დატვირთვის წინააღმდეგობით, 169 Ohms შემოაქვს სიგნალის უმნიშვნელო შესუსტებას:

ნახაზი 17. ალტერნატიული ძაბვის შესუსტება რეაქტანციით C1.

ამრიგად, მათემატიკური თვალსაზრისით, არ იქნება მუდმივი ძაბვა 16-ის დატვირთვის წინააღმდეგობაზე R6, რადგან მუდმივი ძაბვისთვის C3-ის წინააღმდეგობა უდრის უსასრულობას, ხოლო ალტერნატიული ძაბვისთვის წინააღმდეგობა მცირდება 169 Ohms-დან. 0.17 Ohms აუდიო დიაპაზონში.

ასე რომ, რეაქციის შესამცირებლად, გამყოფი კონდენსატორის ტევადობა უნდა ავიღოთ რაც შეიძლება დიდი?Ნამდვილად არ. მაგალითად, შეყვანის კონდენსატორის ტევადობის ცვლილებით, შეგიძლიათ მოაწყოთ მცირე ინფრადაბალი სიხშირის ფილტრი, მაგალითად, გამყოფი კონდენსატორის C1 ტევადობით არის 22 μF, ბუფერული გამაძლიერებელი op-amp X1-ზე იღებს ფორმას. ლურჯი ხაზი და C1 ტოლი 2.2 μF - წითელი ხაზი. ნახატიდან ჩანს, რომ 20 ჰც რეგიონში უმნიშვნელო გადახვევის მიუხედავად, ქვემოთ ყველაფერი საკმაოდ წარმატებით წყდება, რითაც ვუფერი იცავს გადატვირთვისგან.

სურათი 18. დაწყვილების კონდენსატორის ტევადობის გავლენა მთელი გამაძლიერებლის სიხშირეზე.

გარდა ამისა, კონდენსატორის თვისებების გამოყენება მისი წინააღმდეგობის შესაცვლელად საშუალებას გაძლევთ ააწყოთ სხვადასხვა ფილტრები და ამისათვის, op-amp-ის შესასვლელში რეზისტორები დაკავშირებულია გარკვეული გზით და შემდეგ ის მოქმედებს როგორც ძაბვის ვარდნის კომპენსატორი, ან op-amp-ის უკუკავშირში და შემდეგ op-amp ცვლის საკუთარ მომატებას სიხშირის მიხედვით.

მაგრამ სანამ ფილტრებს განვიხილავთ, უნდა დავუბრუნდეთ ნახსენებს ბუფერული გამაძლიერებელი. არსებითად, ბუფერული გამაძლიერებელი არის შუალედური გამაძლიერებელი, რომელსაც აქვს ბრტყელი სიხშირის პასუხი, სასურველია ჰქონდეს მომატების კორექტირება. ბუფერული გამაძლიერებლის შეყვანა წრედში ჩვეულებრივ გამართლებულია, თუ გამაძლიერებელს აქვს გამომავალი სიმძლავრე 200 W ან მეტი.. ამ შემთხვევაში, დენის გამაძლიერებლის საკუთარი მოგება საკმაოდ მაღალი უნდა იყოს, რადგან პრეგამაძლიერებლების გამომავალი ძაბვა ნორმალიზებულია და შეადგენს 0,75 ან 1 ვ-ს, ხოლო 200 ვტ სიმძლავრისას ძაბვა დაახლოებით 40 ვ (28 ვ) ამპლიტუდით. rms მნიშვნელობა) უკვე საჭიროა, ე.ი. გამაძლიერებელს სჭირდება სიგნალის გაძლიერება 28-ჯერ, რაც არის 32 დბ.

საიდუმლო არ არის, რომ რაც უფრო მაღალია გამაძლიერებლის საკუთარი მოგების კოეფიციენტი, მით უფრო დიდ დამახინჯებას წარმოქმნის იგი, შესაბამისად, დამახინჯების შესამცირებლად საჭიროა მოგების ფაქტორის შემცირება, ხოლო იგივე სიმძლავრის მისაღებად საჭიროა გაზარდოს ამპლიტუდა. შეყვანის სიგნალი. ამ პრობლემის გადასაჭრელად გამოიყენება ბუფერული გამაძლიერებელი.

ბუფერული გამაძლიერებლების მიკროსქემის დიზაინი საკმაოდ მარტივია - ჩვეულებრივ ეს არის OOS-ით დაფარული op-amp-ის ტიპიური კავშირი და რეგულირებადი. op-amp ჩვეულებრივ იკვებება იმავე წყაროდან, როგორც თავად გამაძლიერებელი, ამიტომ, op-amp მუშაობისთვის საჭირო ± 15 V ძაბვის მისაღებად, გამოიყენება პარამეტრული სტაბილიზატორები, მაგრამ პირველ რიგში, განვიხილოთ წრე, რომელიც იკვებება ცალკე წყაროდან:

სურათი 19. ბუფერული გამაძლიერებლის სქემატური დიაგრამა, რომელიც იკვებება ცალკე წყაროდან.

უპირველეს ყოვლისა, ყურადღება უნდა მიაქციოთ გამაძლიერებლის გამოსავალზე დაწყვილების კონდენსატორის არარსებობას - ეს არ არის საჭირო, რადგან თავად დენის გამაძლიერებლის შესასვლელში არის კონდენსატორი. გამაძლიერებელს აქვს მცირე გადახვევები აუდიო დიაპაზონის კიდეებზე, მაგრამ მიუხედავად ხაზების აშკარა ციცაბოობისა, ეს გადაბრუნება არის მხოლოდ 0,1 დბ 15 დბ მომატებით, რაც უფრო მისაღებია:

სურათი 20. ბუფერული გამაძლიერებლის სიხშირის პასუხი TI-დან TL071 op-amp-ზე დაფუძნებული.

THD დონე ასევე არ არის დიდი:

სურათი 21. THD დონე გამაძლიერებლისთვის, რომელიც დაფუძნებულია op-amp TL071-ზე

აქ 1,2 მ ნიშნავს, რომ მილიპროცენტია, ე.ი. ეს არის 0.0012%. სხვათა შორის, ეს მნიშვნელობა პირდაპირ დამოკიდებულია გამოყენებულ op-amp-ზე. ქვემოთ მოცემულია იგივე გრაფიკები იმავე ბუფერული ოპ-გამაძლიერებლისთვის, მაგრამ NE5534 და AD744 გამოყენებით:

სურათი 22. THD დონე NE5534 ოპ გამაძლიერებლისთვის (ზედა, ყვითელი ფონი)
და AD744 (ქვედა, მწვანე ფონი)

როგორც გრაფიკებიდან ჩანს, THD დონე საგრძნობლად იკლებს, ამიტომ op-amp-ის არჩევისას უნდა გაითვალისწინოთ ეს ფაქტორი და ინსტალაციამდე უფრო დეტალურად შეისწავლოთ დაგეგმილი op-amp-ის თვისებები. მაგალითად, NE5534-ს აქვს ბიპოლარული შეყვანა, რაც ამცირებს მის შეყვანის წინაღობას, მაგრამ აქვს უფრო დიდი დატვირთვის სიმძლავრე, რაც საშუალებას აძლევს მას სტაბილურად იმუშაოს ინვერსიულ დენის გამაძლიერებლებზე დიდი შიდა მომატებით.

უფრო ვიზუალური მაგალითისთვის, მოდით გამოვიყენოთ ჰოლტონის გამაძლიერებლის ძირითადი წრე:

სურათი 23. ჰოლტონის სიმძლავრის გამაძლიერებლის მიკროსქემის დიაგრამა

THD დონე ამ ვერსიაში აღწევს 0.03%-ს 32 დბ-ის მომატებით.

სურათი 24.

ახლა მოდით "დავაკრათ" ბუფერული გამაძლიერებელი გამაძლიერებელზე და კვლავ შეამოწმოთ THD დონე:

სურათი 25. ჰოლტონის გამაძლიერებელი ბუფერული op-amp-ით TL071-ზე

სურათი 26. THD დონე ბუფერული op-amp-ით TL071-ზე.

როგორც გრაფიკიდან ჩანს, THD დონე შემცირდა თითქმის 3-ჯერ (!) და ეს ხდება ჩვეულებრივი op-amp TL071-ის გამოყენებისას. თუმცა, თუ თქვენ კიდევ შეამცირებთ თავად გამაძლიერებლის მომატებას და გაზრდით ბუფერული გამაძლიერებლის მატებას და იყენებთ AD744-ს TL071-ის ნაცვლად, THD დონე შეიძლება კიდევ უფრო შემცირდეს 2-ჯერ.

სურათი 27. THD დონე AD744-ის გამოყენებისას.

ახლა მოდით უფრო ახლოს მივხედოთ დიაგრამას 25-ზე:
C3 და C6 არის ელექტროლიტური კონდენსატორები, რომლებიც ფილტრავენ ელექტრომომარაგების დაბალი სიხშირის კომპონენტს, ხოლო C4 და C5 არის ფირის კონდენსატორები, რომლებიც ფილტრავენ HF-ს;
D1 და D2 - 1.3 W, 15 V ზენერის დიოდები;
R3 იგულისხმება როგორც ტრიმირების რეზისტორი, რომელიც საშუალებას გაძლევთ სწრაფად შეცვალოთ ბუფერული op-amp-ის მომატება;
C7 - მაკორექტირებელი კონდენსატორი, რომელიც რადიკალურად ამცირებს ოპ-გამაძლიერებლის მომატებას ულტრაბგერაზე და ანიჭებს სტაბილურობას (ამცირებს აგზნებისადმი მიდრეკილებას) ბუფერულ გამაძლიერებელს;
R17 და R20 შეიცვალა მსგავსი სქემების 23-თან შედარებით, რადგან ისინი პასუხისმგებელნი არიან დენის გამაძლიერებლის საკუთარ მომატებაზე;
რეზისტორები R4 და R5 მოქმედებენ როგორც დენის შემზღუდველი (ბალასტური) რეზისტორები პარამეტრული სტაბილიზატორისთვის და რაც უფრო მაღალია თავად გამაძლიერებლის მიწოდების ძაბვა, მით უფრო მაღალია რეიტინგი, რაც მათ უნდა ჰქონდეთ და მით მეტ სითბოს გამოიყოფენ. რეზისტორების სიდიდე ისე უნდა შეირჩეს, რომ ზენერის D1 და D2 დიოდებზე 0,1...0,15 W გაიფანტოს. ეს უზრუნველყოფს, რომ სტაბილიზირებული ძაბვა არ შეიცვალოს მიწოდების ძაბვის დაწევის შემთხვევაში და არ იქნება დამოკიდებული არც თვით ოპ-ამპერატორის მიერ მოხმარებულ დენზე და არც ოპ-გამაძლიერებლის მიერ დატვირთვაზე მოხმარებულ დენზე. ბალასტური რეზისტორების მნიშვნელობები სხვადასხვა გამაძლიერებლის მიწოდების ძაბვისთვის შეჯამებულია ცხრილში:

მიწოდების ძაბვა UMZCH, V	დენის შემზღუდველი (ბალასტის) რეზისტორების რეიტინგი
	560...620 Ohm 0.25W
	1.5...1.7 kOhm 0.5 W
	1.7...2.2 kOhm 1W
	2.2...2.7 kOhm 1W
	3.3...3.6 kOhm 1W
	4.3...4.7 kOhm 1W
	5.1...5.6 kOhm 1W
	6.2...6.8 kOhm 2W
	6.8...7.5 kOhm 2W

დაუყოვნებლივ უნდა დაემატოს, რომ ზენერის დიოდები და ბალასტური რეზისტორები თბება, ამიტომ აუცილებელია ამ ელემენტების უფრო დიდი საკონტაქტო ბალიშების მიწოდება ბეჭდური მიკროსქემის დაფაზე., ისე, რომ ისინი მოქმედებენ როგორც პატარა სითბოს ნიჟარები. ასევე, უფრო დიდი საკონტაქტო ბალიშები ბევრად უფრო საიმედოა გათბობის ელემენტებისთვის და დროთა განმავლობაში მნიშვნელოვნად მცირდება ელემენტისგან დაშორების ალბათობა.

ბუფერული გამაძლიერებლების თემის დასრულების შემდეგ, რჩება მხოლოდ იმის აღნიშვნა, რომ მას შემდეგ, რაც დაინსტალირებულია op-amp, მასზე შეიძლება მოეწყოს დამატებითი განყოფილება, რომელსაც ეწოდება შემზღუდველი. LIMITER - მოდული, რომელიც ზომავს გამომავალი სიგნალის პიკის დონეს და, ამ გაზომვებზე დაყრდნობით, არეგულირებს გამოყენებული ოპ-გამაძლიერებლის მომატებას, რაც გამორიცხავს გამაძლიერებლის გამომავალზე დაჭერის გამოჩენას. მაგნიტურ ჩამწერ მოწყობილობაში რაღაც მსგავსს ეძახდნენ დონის ავტომატური კონტროლი.
ლიმიტერის შექმნისას მთავარი პრობლემა არის დროის მუდმივის არჩევა შეზღუდვის პასუხისთვის, რადგან ძალიან სწრაფი პასუხი მნიშვნელოვნად შეცვლის აუდიო სიგნალის დინამიურ დიაპაზონს და თუ ის ძალიან დიდია, შემზღუდველს დრო არ ექნება. შეყვანის სიგნალის დასამუშავებლად და "გამოტოვებს" ამოღებას. ნახაზი 28 გვიჩვენებს ბუფერული op-amp-ის საფუძველზე ორგანიზებული შემზღუდველი წრედის ფრაგმენტს, ე.ი. ეს არის სურათი 25-ის "დასრულებული" დიაგრამა:

სურათი 28. შემზღუდველი ორგანიზაცია.

წრე სპეციალურად არის ორგანიზებული ყველაზე პრიმიტიული გზით - გამაძლიერებლის გამომავალი სიგნალი მიეწოდება R52 რეზისტორის მარჯვენა ტერმინალს, შემდეგ იგი სწორდება დიოდური ხიდით დიოდებზე D12, D13, D17, D18 და მიეწოდება ამპლიტუდის შემზღუდველს. D14-ზე და D15-ზე. ზენერის დიოდების D14 და D15 ძაბვა არჩეულია დაახლოებით 5...8 ვ-ით ნაკლები სიმძლავრის გამაძლიერებლის მაქსიმალურ გამომავალ ძაბვაზე, ხოლო R50 ზღუდავს დენს და C20-თან ერთად ქმნის რეაქციის დროის ჯაჭვს. შემზღუდველის დრო, ე.ი. რამდენად სწრაფად შეამცირებს შემზღუდველი ბუფერული გამაძლიერებლის მომატებას, როდესაც გამოჩნდება სიგნალის მაქსიმალური ამპლიტუდა. დრო, რომლის შემდეგაც შემზღუდველი „აბრუნებს“ თავდაპირველ მომატებას ბუფერულ ოპ-გამაძლიერებელზე, დამოკიდებულია ტევადობაზე C20 და R51 წინააღმდეგობაზე. D16 იცავს AOP124 ოპტოკუპლერის ნათურას გადაწვისგან ზედმეტი ძაბვის გამო. HL1 ნათურა „ანათებს“ ოპტოკუპლერის R49 ფოტორეზისტორს, რომელიც განათებისას ამცირებს მის წინააღმდეგობას, მნიშვნელოვნად ამცირებს ბუფერული ოპ-გამაძლიერებლის მომატებას.

სამწუხაროდ ოპტოკუპლერები ფოტორეზისტი ნათურაარც თუ ისე ბევრი და მათი ურთიერთშემცვლელობა არც თუ ისე კარგია, ამიტომ ჯობია მოძებნოთ ამ კონკრეტული სერიის ოპტოკუპლერები და სასურველია ბოლოში ასო B, ე.ი. AOP124B - როდესაც ნათურა ჩართულია, ფოტორეზისტორის წინააღმდეგობა მცირდება 360 Ohms-მდე, ხოლო ამ სერიის დანარჩენი ნაწილისთვის 1.2 kOhms-მდე, თუმცა ეს საკმარისია ამ შეზღუდვისთვის.

თუმცა, ოპ გამაძლიერებლები უფრო კარგია, ვიდრე უბრალოდ ბუფერული გამაძლიერებლები - რეზისტორებისა და კონდენსატორების კომპლექტების გამოყენებით. თქვენ შეგიძლიათ გამოიყენოთ ისინი ტონის კონტროლის, მრავალზოლიანი გამათანაბრებლების და ფილტრების შესაქმნელად მხოლოდ გარკვეული სიხშირის დიაპაზონისთვის.. მაგალითად, განიხილეთ დიაგრამა 29-ზე:

სურათი 29. მაღალი გამტარი ფილტრი.

R1 და C2 ქმნიან პირველი რიგის ფილტრს, რომლის პრინციპი უკეთესად აიხსნება რეაქციის საშუალებით - როდესაც მიიღწევა გარკვეული სიხშირე, რეაქტიულობა დაიწყებს კლებას და როგორც კი R1-ზე მნიშვნელოვნად ნაკლები გახდება, შეყვანის სიგნალის ამპლიტუდა ასევე დაიწყებს შემცირებას. შესამოწმებლად, ავიღოთ სიმულატორის მიერ დახატული ამ მიკროსქემის სიხშირის პასუხი:

სურათი 30.

ახლა მოდით გამოვთვალოთ C1 რეაქტიულობა ზემოთ მოცემულ გრაფიკზე ნაჩვენები სიხშირეებისთვის. სიხშირეზე პასუხის ხაზის დახრა იწყება დაახლოებით 2 kHz-დან, ამ სიხშირისთვის C2-ის რეაქტიულობა იქნება 169 kOhm, R1-ის 22 kOhm-თან მიმართებაში ეს იწყება იგრძნობა. 24.1 kHz სიხშირეზე C2 წინააღმდეგობა იქნება 14 kOhm და ეს უკვე 1.6-ჯერ ნაკლებია R1 წინააღმდეგობაზე, ამიტომ ძაბვა ასევე უნდა შემცირდეს 1.6-ჯერ, რაც რეალურად ხდება 1.22 ვ ძაბვაზე 500 ჰც დაბალ სიხშირეზე. 24 კჰც სიხშირეზე ამპლიტუდა შემცირდა 0,75 ვ-მდე, ე.ი. იგივე 1,6-ჯერ.

ახლა დავამატოთ კიდევ ერთი ბმული, ზუსტად იგივე, რაც R1-C2 და მივიღოთ მეორე რიგის ფილტრი:

სურათი 31. მეორე რიგის ფილტრი

სურათი 32. მეორე რიგის ფილტრის სიხშირის პასუხი.

როგორც ნახატიდან ჩანს, დაბალ სიხშირეებზე გამომავალი ძაბვა შემცირდა ფაქტიურად 0.2 ვ-ით, მაგრამ მაღალ სიხშირეებზე გადახვევა ხდება ბევრად უფრო ინტენსიურად - ახლა 24 kHz სიხშირეზე გამომავალი ძაბვა არის 0.3 V, რაც მეტია. 2-ჯერ ნაკლები, ვიდრე წინა ფილტრში. მეტი სიცხადისთვის, გადააქციეთ ეს მნიშვნელობები dB-ში, რადგან ადამიანის ყური აღიქვამს მოცულობის დონეს ლოგარითმული კანონის მიხედვით, ხოლო მესამე რიგის ფილტრის სიხშირის პასუხი იღებს შემდეგ ფორმას:

სურათი 33. მეორე რიგის ფილტრის სიხშირის პასუხი dB-ში.

გრაფიკიდან ახლა ირკვევა, რომ 24 kHz სიხშირეზე, სიხშირეზე პასუხის გაშვება არის 10 dB, ანუ 3-ჯერ დაბალია, ვიდრე დაბალი სიხშირე. ამ ფილტრის ხარისხის ფაქტორი, ე.ი. დამოკიდებულება იმაზე, თუ რამდენად შემცირდება მომატება სიხშირის ცვლილებაზე არის 5 დბ ოქტავაზე. Octave არის მუსიკალური კონცეფცია, რაც ნიშნავს, რომ სიხშირე შეიცვალა ზუსტად 2-ჯერ. ამ შემთხვევაში, 10 kHz და 20 kHz სიხშირე იყო აღებული, როგორც გამოთვლები ამ განყოფილებაში, ამპლიტუდა შემცირდა 5.2 dB.
განვიხილოთ კიდევ ერთი მაგალითი - მესამე რიგის ფილტრი, ე.ი. შეიცავს 3 იდენტურ კვანძს:

სურათი 34. მესამე რიგის ფილტრი.

სურათი 35. მესამე რიგის ფილტრის სიხშირის პასუხი.

ამ ფილტრში სიხშირეზე პასუხის გაშვება არის 7,5 დბ ოქტავაზე, ე.ი. ამპლიტუდის დაქვეითება ბევრად უფრო ინტენსიურად ხდება.

იგივე პრინციპის გამოყენებით, შეგიძლიათ მოაწყოთ დაბალი გამტარი ფილტრები:

სურათი 36. დაბალი გამტარი ფილტრი

სურათი 37. დაბალი გამტარი ფილტრის სიხშირის პასუხი

ეს ფილტრები ჩვეულებრივ გამოიყენება სრული სიმძლავრის გამაძლიერებლებში, რათა შეზღუდონ აუდიო დიაპაზონის კიდეები., სადაც უსიამოვნო ჩარევა ჩვეულებრივ "წყდება". თუმცა, მაღალი გამტარი ფილტრის მიკროსქემის გამოყენებით, შეგიძლიათ ორგანიზება დაბალი გამტარი ფილტრი საბვუფერისთვის:

სურათი 38. საბვუფერის ფილტრი

სურათი 39. საბვუფერის ფილტრის სიხშირის პასუხი

მიუხედავად ამ ფილტრის სრული ფუნქციონირებისა, მთლად სწორი არ იქნება მისი გამოყენების რეკომენდაცია - მას არ აქვს შეზღუდვა ინფრადაბალ სიხშირეებზე, და ეს ზრდის დინამიური თავსახურის გადახურების ან მაგნიტურ სისტემაზე ზემოქმედების შედეგად მის მექანიკურ დაზიანებას.

ახლა განიხილეთ შემდეგი სქემა, როგორც ფილტრი:

სურათი 40.

აქ op-amp დაკავშირებულია ინვერსიული შეყვანის საშუალებით, ხოლო op-amp OOS შეიცავს RC ჯაჭვებს, რომლებიც აუცილებლად იმოქმედებს ამ მიკროსქემის სიხშირეზე. წრე ასევე შეიცავს ცვლად რეზისტორს X1, ძრავით შუა პოზიციაზე, OOS და შეყვანის მიკროსქემის კომპონენტები მზადდება სრულიად სიმეტრიულად, რაც იძლევა უფლებას ვივარაუდოთ, რომ OOS ანაზღაურებს სიხშირის პასუხის ცვლილებებს შეყვანის ელემენტებზე. გახდის. ძრავის მარცხნივ დიაგრამაზე წერია რეზისტორის მნიშვნელობა, ამ შემთხვევაში ეს არის 100 kOhm, ხოლო მარჯვნივ არის ძრავის პოზიცია პროცენტულად მის სრულ დარტყმასთან, ე.ი. 50 ნიშნავს, რომ ძრავა შუაშია. სიხშირის პასუხის შესახებ დასკვნების შესამოწმებლად, მოდით შევხედოთ სიმულატორის მიერ გენერირებული ამ მიკროსქემის სიხშირის პასუხს:

სურათი 41.

მართლაც, წითელი ხაზი, რომელიც აჩვენებს სიხშირის პასუხის ფორმას, პრაქტიკულად მიჰყვება ნულოვან ნიშანს. ახლა მოდით გადავიტანოთ ცვლადი რეზისტორის სლაიდერი R2-ისკენ:

სურათი 42.

როგორც ნახატიდან ჩანს, გამაძლიერებელმა დაიწყო სიხშირის პასუხის გარკვეული მონაკვეთის გაძლიერება, რომელიც მდებარეობს 40 ჰც-ის რეგიონში და ეს იმაზე მეტყველებს, რომ C2 და C3 კონდენსატორების რეაქტიულობა იმდენად იცვლება, რომ ის იწყებს გავლენას გარემოზე. უკუკავშირი და მიღებული სიხშირის პასუხის ფორმა ძლიერ წააგავს LC რეზონანსული მიკროსქემის სიხშირის პასუხის ფორმას, თუმცა, აქ ინდუქციები არ არის, ამიტომ რეზონანსი, როგორც ასეთი, შეუძლებელია. აფეთქების სიხშირის დასადგენად შემოღებულია დამატებითი კონცეფცია - QUASIRESONANCE. კვაზირეზონანსმა შეიძლება გამოიწვიოს სიხშირის პასუხის აწევა და ქვევით კოლაფსი - უბრალოდ გადაიტანეთ ცვლადი რეზისტორის სლაიდერი R4-ისკენ:

სურათი 43

ამ ფილტრის გამოყენებით უკვე შეგიძლიათ შექმნათ სრული ფილტრი საბვუფერისთვის, ვინაიდან მას აქვს კარგი შეზღუდვები ინფრადაბალი სიხშირის რეგიონში. ერთადერთი, რაც შეიძლება საჭირო გახდეს, არის სიხშირის დაყენების კონდენსატორების მნიშვნელობის შეცვლა, რადგან ფილტრის ხარისხის ფაქტორი საკმაოდ მაღალია. შედეგი არის შემდეგი წრე და მისი სიხშირის პასუხი:

სურათი 44

პარალელურად დაკავშირებული რამდენიმე ფილტრის გამოყენებით, მაგრამ სიხშირის დაყენების სხვადასხვა კონდენსატორებით, შეგიძლიათ ააწყოთ გამათანაბრებელი - ტონის კონტროლი, რომელიც არეგულირებს ოთხ ან მეტ სიხშირეზე პასუხის განყოფილებას (ზოლს). სურათი 45 გვიჩვენებს ასეთი 8-ზოლიანი გამათანაბრებელი დიაგრამას:

ნახაზი 45. 8 ზოლიანი ექვალაიზერის სქემატური დიაგრამა.

თუმცა, ეს შორს არის ექვალაიზერების შექმნის ერთადერთი გზა op-amps-ის გამოყენებით. სურათი 47 გვიჩვენებს სრულიად პასიური ექვალაიზერის დიაგრამას, რომელშიც ოპ-ამპერები მოქმედებს როგორც ბუფერული გამაძლიერებელი (X1) და დანაკარგების კომპენსატორი (X2).

სურათი 46. პასიური ექვალაიზერის სქემატური დიაგრამა,
ოთხმოციან წლებში გამოქვეყნდა ჟურნალ RADIO-ში.

ზოგჯერ, ოპ-ამპერებზე დაფუძნებული ექვალაიზერების შესაქმნელად, გამოყავით გამტარი ფილტრები, შედის სხვა OS-ის OOS-ში. ეს შესაძლებელს ხდის შეამციროს ზოლების გავლენა ერთმანეთზე, ასევე ფართო დიაპაზონში შეცვალოს არჩეული დიაპაზონის სიხშირეზე პასუხის მონაკვეთის აწევისა და დაცემის მნიშვნელობები:

სურათი 47.

თუმცა სტერეო ექვალაიზერის აგებისას სასურველია, რომ ორივე არხი ერთმანეთის იდენტური იყოს და ეს მოითხოვს რეზისტორებისა და კონდენსატორების გამოყენებას პარამეტრების ცვალებადობის გარეშე.. ასეთის პოვნა ძალიან რთულია, ამიტომ უნდა აირჩიოთ რეზისტორებიც და კონდენსატორებიც. გამტარი ფილტრების მიკროსქემის დიზაინის ცვლილება, კერძოდ, რეგულირებადი ფილტრების გამოყენება, საშუალებას მოგცემთ თავი დააღწიოთ ამ უბედურებას. ოთხმოციან წლებში RADIO-მ გამოაქვეყნა მსგავსი ექვალაიზერის დიაგრამა K157UD2-ზე დაფუძნებული. ამ კონკრეტული op-amp-ების გამოყენება გამართლდა იმით, რომ ისინი ორმაგია. თუმცა, დღეს მათ პაკეტში 4 ოპ-ამპერს შემცველი მიკროსქემების დეფიციტი არ არის, შესაბამისად, რეგულირებადი ფილტრებისთვის ოპ-ამპერების რაოდენობის ზრდა პრაქტიკულად არ იმოქმედებს მიკროსქემების რაოდენობის ზრდაზე. რეგულირებად ფილტრებზე დაფუძნებული ხუთსაფეხურიანი ექვალაიზერის დიაგრამა ნაჩვენებია სურათზე 48 და ეს ექვალაიზერი ადვილად შეიძლება გაფართოვდეს 15 ზოლამდე:

სურათი 48.

სხვათა შორის, სულ ეს არის ზემოთ შემოთავაზებული ექვალაიზერები იყო გრაფიკული კატეგორიიდან, ე.ი. სლაიდერის ცვლადი რეზისტორების გამოყენებისას, გამოიყენეთ კალიბრაცია თითოეულ სლაიდერის მახლობლად, შემდეგ რეზისტორის სლაიდერის პოზიციის მიხედვით შეგიძლიათ შეაფასოთ სიხშირის პასუხის ფორმა:

სურათი 49. გრაფიკული ექვალაიზერის PRIBOI E024S წინა პანელი

თუმცა არსებობს სხვა ტიპის ექვალაიზერი - პარამეტრული. ეს ექვალაიზერები საშუალებას გაძლევთ გავლენა მოახდინოთ არა მხოლოდ სიხშირის პასუხის აწევაზე და დაცემაზე გარკვეულ არეალში, არამედ გადაიტანოთ ეს ტერიტორია და, გარდა ამისა, დაარეგულიროთ ხარისხის ფაქტორი.

სურათი 50. Klark Teknik DN410 პარამეტრული ექვალაიზერის წინა პანელი

ყოველდღიურ ცხოვრებაში, ასეთი ექვალაიზერები ძალიან იშვიათად გამოიყენება, თუმცა, ისინი საშუალებას გაძლევთ უფრო ზუსტად დაარეგულიროთ სიხშირის პასუხი საჭიროებიდან გამომდინარე.

ჩვენ რეალურად ვსაუბრობთ პარამეტრულ ექვალაიზერებზე, რადგან 48-ზე მოცემული სქემა საშუალებას გაძლევთ გარდაქმნათ ეს ექვალაიზერი პარამეტრულად, რისთვისაც აუცილებელია გამტარი ფილტრების ტრიმირების რეზისტორების შეცვლა ქვედა მნიშვნელობის სერიით დაკავშირებული ტრიმირების რეზისტორით და ცვლადი რეზისტორი, რომელიც მდებარეობს წინა პანელზე.

მეორეს მხრივ, არავინ კრძალავს ამ ექვალაიზერის ერთი ზოლის გამოყენებას სიხშირეზე პასუხის ვიწრო მონაკვეთის იზოლირებისთვის და გასაძლიერებლად, რაც არის ზუსტად ის, რაც აუცილებელია საბვუფერის მრავალფუნქციური ფილტრის შესაქმნელად, რომელსაც რჩება მხოლოდ დამატება. ფაზის გადამრთველი თავად ფილტრში მომხდარი ფაზის ცვლილების აღმოსაფხვრელად. შედეგი შემდეგია საბვუფერის ფილტრის წრე:

სურათი 51. საბვუფერის ფილტრის მიკროსქემის დიაგრამა

ნახაზები 52 და 53 გვიჩვენებს ცვლილებებს სიხშირის პასუხის ფორმაში, რაც დამოკიდებულია სიხშირის რეგულირებაზე და ხარისხის ფაქტორზე:

სურათი 52. საბვუფერის ფილტრის სიხშირის შეცვლა

ნახაზი 53. საბვუფერის ფილტრის ხარისხის ფაქტორის შეცვლა.

ოპ გამაძლიერებლების გამოყენების ყველა ადრე განხილული ვარიანტი დაფუძნებული იყო OOS-ის გამოყენებაზე - უარყოფითი გამოხმაურება. თუმცა op-amp შეიძლება ასევე დაიფაროს დადებითი გამოხმაურებით - POS, ე.ი. გამოხმაურება იწყება არაინვერსიული შეყვანა. ეს ჩართვა საშუალებას გაძლევთ „გაციფრულოთ“ ზოგიერთი ანალოგური მოვლენა, მაგალითად, როდესაც მიიღწევა გარკვეული ტემპერატურა, უნდა მოხდეს რაიმე მოვლენა, მაგალითად, იძულებითი გაგრილების ვენტილატორი უნდა ჩართოთ და როგორც კი ტემპერატურა დაეცემა გარკვეულ ტემპერატურაზე დაბლა, უნდა გამორთოს. მსგავსი ქმედებები შეიძლება განხორციელდეს ვენტილატორის კონტროლის წრე, ნაჩვენებია სურათზე 54.

სურათი 54. ვენტილატორის მართვის სქემატური დიაგრამა.

დიაგრამაში R7 მოქმედებს როგორც კომპიუტერის ვენტილატორი, რომლის ზომა და შესრულება დამოკიდებულია გამაძლიერებლის დიზაინზე. ტრიმერის რეზისტორი X1 არეგულირებს რეაგირების ზღურბლს. რეზისტორი R8 გამოიყენება ვენტილატორის ჩართვის მინიმალური სიჩქარით და უნდა ჰქონდეს მინიმუმ 1 W სიმძლავრე, ხოლო წინააღმდეგობა შეირჩევა შესრულების მიხედვით. მეტი სიცხადისთვის, მოდით დავუკავშიროთ დაბალი სიხშირის გენერატორი მცირე ამპლიტუდის მქონე წრედს, R2-ის ცვლილების სიმულაციას ტემპერატურის მიხედვით და შევადაროთ op-amp-ის შემავალი და გამომავალი ძაბვები:

სურათი 55. Op-amp შემავალი და გამომავალი ძაბვები.

აქ ლურჯი ხაზი მიუთითებს შეყვანის ძაბვაზე ინვერსიულ შეყვანაზე, წითელ ხაზს არაინვერსიულ შეყვანაზე და მწვანე ხაზს op-amp-ის გამოსავალზე. ვინაიდან გამომავალი ძაბვა იცვლება, რეზისტორის R4-ის მეშვეობით ის ასევე გავლენას ახდენს ძაბვის მნიშვნელობაზე არაინვერსიულ შეყვანაზე, თუმცა ამ ფიგურაში ცვლილებების დამოკიდებულება არც თუ ისე მკაფიოდ ჩანს, ასე რომ, მოდით გამორთოთ ძაბვა ოპციის გამოსავალზე. - გამაძლიერებელი და უფრო ახლოს დააკვირდით ძაბვებს შეყვანებზე:

სურათი 56. Op-amp შეყვანის ძაბვა.

სანამ თერმისტორი R2 ცივია, მისი წინააღმდეგობა მაღალია და ძაბვა ინვერსიულ შესასვლელში იქნება დადებითი, შესაბამისად ძაბვა op-amp-ის გამოსავალზე იქნება მაქსიმალურად მიახლოებული მიწოდების უარყოფით ძაბვასთან (ლურჯი ხაზი ნახატ 56-ში. ), და ეს თავის მხრივ გამოიწვევს მცირე უარყოფითი ძაბვის გამოჩენას არაინვერსიულ შეყვანაზე, დაახლოებით -0,3 ვ (წითელი ხაზი 56-ზე). როგორც R2 გაცხელდება, მისი წინააღმდეგობა დაიწყებს კლებას, რაც გამოიწვევს ძაბვის შემცირებას op-amp-ის ინვერსიულ შეყვანაზე და შემდეგ გადადის უარყოფით მნიშვნელობაზე.

როგორც კი ინვერსიულ შეყვანაზე ძაბვა გახდება ნაკლები, ვიდრე არაინვერსიულ შეყვანაზე, ძაბვის მნიშვნელობა ოპ-ამპერატორის გამომავალზე დაიწყებს ზრდას, რაც გამოიწვევს ძაბვის ზრდას არაინვერსიულ შეყვანაზე და ძაბვის სხვაობა op-amp-ის შეყვანებზე კიდევ უფრო გაიზრდება. ვინაიდან op-amp აძლიერებს მხოლოდ ძაბვის განსხვავებას ინვერსიულ და არაინვერსიულ შეყვანებში, ძაბვის სხვაობის ზრდა გამოიწვევს გამომავალი ძაბვის კიდევ უფრო დიდ ზრდას op-amp-ის გამოსავალზე და სხვაობა შეყვანის ძაბვაში. კიდევ უფრო დიდი გახდეს. ამ გზით ყალიბდება ზვავის პროცესი, რომელიც ხელს უწყობს გამომავალი ძაბვის თითქმის მყისიერ ცვლილებას op-amp-ის გამოსავალზე, რაც რეალურად ხდება 56-ე სურათზე, დროის შკალის 1-ლ წერტილში. ამ პროცესის დასასრულს, ოპ-გამაძლიერებლის გამოსავალზე წარმოიქმნება ძაბვა, რომელიც ახლოსაა პოზიტიურ დენის წყაროსთან და დადებითი ძაბვა 0,3 ვ ჩნდება არაინვერსიულ შეყვანაზე.

დადებითი ძაბვის გამოჩენა op-amp გამომავალზე ხსნის ტრანზისტორი Q1 (2N5551), რომელიც თავის მხრივ ხსნის Q2 (BD139) და ვენტილატორი ზრდის სიჩქარეს მაქსიმუმამდე. სხვათა შორის, თითქმის 15 ვ ძაბვის მიწოდება შეუძლებელია კომპიუტერის ყველა გულშემატკივარზე, რადგან ყველა გულშემატკივარს არ აქვს ძრავის გრაგნილის კონტროლის მოწყობილობა, რომელიც მათ საშუალებას აძლევს იმუშაონ უფრო მაღალი სიჩქარით. როდესაც მაქსიმალური სიჩქარე მიიღწევა და მიწოდების ძაბვა კიდევ უფრო გაიზრდება, ძრავის წებოვანი მაგნიტების მაგნიტურ ველს უკვე აქვს დრო, რომ „გააჭარბოს“ საჭირო ჰოლის სენსორს და შედეგად, ძრავის ვიბრაცია იზრდება, სიჩქარე ეცემა და გათბობა. მკვეთრად იზრდება ძრავის სიმძლავრის გადამრთველები. ამიტომ, მიკროსქემის კვებისას ±15 ვ ძაბვისგან, 0,5 ვტ რეზისტორი უნდა იყოს უზრუნველყოფილი სერიულად ვენტილატორით. ამ რეზისტორის წინაღობა ისეა შერჩეული, რომ ვენტილატორიზე იყოს 12-13 ვ, ჩვეულებრივ საკმარისია 5...10 ომ.

გაგრილების დაწყებისთანავე, ლოგიკურად, თერმისტორის წინააღმდეგობა უნდა გაიზარდოს, მაგრამ დავუშვათ, რომ რადიატორის თერმული წინააღმდეგობა არ არის ძალიან კარგი და თერმისტორი აგრძელებს გათბობას, ხოლო ძაბვა ინვერსიულ შეყვანაზე კვლავ მცირდება.
მაგრამ გარკვეული პერიოდის შემდეგ, თერმისტორი დაიწყებს გაციებას და მისი წინააღმდეგობა დაიწყებს ზრდას, ხოლო ძაბვა ინვერსიულ შეყვანაზე დაიწყებს ზრდას, მიაღწევს ნულს და გახდება დადებითი მნიშვნელობა. როგორც კი ძაბვა მიაღწევს ძაბვის ტოლ მნიშვნელობას არაინვერსიულ შეყვანაზე და მაშინვე დაიწყება ზვავის პროცესი, მაგრამ უარყოფითი მიმართულებით - გამომავალი დაიწყებს კლებას, რაც იწვევს ძაბვის შემცირებას არაინვერსიულ შეყვანაზე. , ძაბვის სხვაობის გაზრდა op-amp-ის შეყვანისას და საბოლოოდ ძაბვის მიახლოება მაქსიმალურად უარყოფითი მიწოდების ძაბვაზე. ეს არის ის, რაც რეალურად ხდება მე-2 მომენტში, როდესაც ვენტილატორი გამორთულია.

Როგორ გრაფიკიდან ჩანს, რომ ოპ-ამპერატორის ჩართვა არ ხდება იმავე ტემპერატურაზე - ჯერ უნდა მოხდეს უმნიშვნელო გადახურება (თერმისტორზე ძაბვა უნდა იყოს -0,3 ვ-ზე ნაკლები), დადგენილ მნიშვნელობასთან შედარებით. , შემდეგ კი უმნიშვნელო გადაცივება (თერმისტორზე ძაბვა უნდა აღემატებოდეს + 0,3 ვ-ს).ამის საფუძველზე შეგიძლიათ ააგოთ გრაფიკი, რომელიც ნაჩვენებია სურათზე 57:

სურათი 57.

შედეგად მიღებული დიაგრამა წარმოადგენს ერთ-ერთ შესაძლოს Schmitt-ის ტრიგერების განხორციელებაან შედარებითი, და 57-ე სურათზე წარმოდგენილი გრაფიკი არის აღწერა ჰისტერეზის მარყუჟები, ე.ი. ეს დიაგრამა შეიძლება ჩაითვალოს როგორც უმარტივესი ანალოგური ციფრული გადამყვანი- ADC.
ტემპერატურის კონტროლის გარდა მსგავსი სქემები შეიძლება გამოყენებულ იქნას მეორე სიმძლავრის დონის გასაკონტროლებლად ძლიერ H კლასის აუდიო გამაძლიერებლებში. ამ გამაძლიერებლების მუშაობის პრინციპი ემყარება მიწოდების ძაბვის ორ, ჩვეულებრივ იდენტურ ნაწილად დაყოფას და სანამ გამომავალი სიგნალის დონე დაბალია ელექტრომომარაგებაზე, საბოლოო ეტაპი იყენებს დაბალი ძაბვის წყაროს. როგორც კი გამომავალი სიგნალის ამპლიტუდა იწყებს მიწოდების ძაბვის მნიშვნელობის მიახლოებას, მიწოდების "მეორე ნაწილი" მიეწოდება ფინალურ სტადიას. უფრო დეტალური სანახავად, ჩვენ ვიყენებთ ჰოლტონის გამაძლიერებელს:

სურათი 58. ჰოლტონის წრედის დიაგრამა H კლასში

ამ სქემაში სპეციალიზებული op-amp LM311 გამოიყენება როგორც შედარებითი, რომელსაც გამომავალზე აქვს ტრანზისტორი და გამომავალი ემიტერი და კოლექტორი, რაც საგრძნობლად აფართოებს ამ მიკროსქემის შესაძლებლობებს - შესაძლებელია როგორც გამეორების, ასევე ღია კოლექტორის გამომავალი ჩართვა.

როგორც კი გამაძლიერებლის გამოსავალზე ძაბვა მიაღწევს +40 ვ-ს, შედარებითი X3 ცვლის ძაბვას მის გამოსავალზე და ტრანზისტორები X9 და X10 გაიხსნება და +100 ვ ძაბვა იქნება გამოყენებული ტრანზისტორების დრენაზე. საბოლოო ეტაპი. როგორც კი გამომავალი ძაბვა დაეცემა 22 ვ-ზე დაბლა, შემდარებელი ისევ იცვლის მდგომარეობას და ელექტრომომარაგების „მეორე სართული“ გამოირთვება. ძაბვა, რომელზედაც არის დაკავშირებული და გამორთული დენის "მეორე სართული", განისაზღვრება ტრიმერის რეზისტორის პოზიციით R30, ხოლო ჰისტერეზისის მარყუჟი იქმნება რეზისტორი R37-ით და ამ წრეში ამ რეზისტორის მნიშვნელობა ოდნავ არ არის შეფასებული უფრო დიდისთვის. სიცხადე. მიკროსქემის გამეორებისას რეკომენდებულია 2.2 MΩ რეიტინგის გამოყენება. თუ დარწმუნებული ხართ, რომ გაქვთ ბეჭდური მიკროსქემის დაფის სწორი განლაგება და იმპულსური ჩარევის ალბათობა მინიმუმამდეა დაყვანილი, მაშინ შეგიძლიათ მთლიანად მიატოვოთ ეს რეზისტორი - მიკროსქემის შიდა სტრუქტურა ამის საშუალებას იძლევა.

უარყოფითი მკლავისთვის, იგივე პროცესი ხდება, მხოლოდ მას აკონტროლებს შედარებითი X4-ზე, ხოლო მეორე სიმძლავრის დონე უკავშირდება ტრანზისტორებს M7 და M8.

სურათი 59. H კლასის გამაძლიერებლის მეორე სიმძლავრის დონის კონტროლი.

IRF640 და IRF9640, როგორც ყველაზე გავრცელებული, გამოიყენება როგორც ტრანზისტორები წრეში მეორე სიმძლავრის დონის დასაკავშირებლად. რეზისტორები R63, R64, R69, R71 გამოიყენება შოკის პროცესის შესამცირებლად, რომელიც ხდება მეორე დონის ტრანზისტორების გახსნისას და რომელიც აუცილებლად ჩნდება გამომავალ სიგნალზე. იგივე პროცესის შესამცირებლად, ასევე გამოიყენება C13 და C14 კონდენსატორები. თუ კონფიგურაციასთან დაკავშირებული პრობლემები არ არის, მაშინ წყვილი სიმძლავრის ტრანზისტორების ნაცვლად, შეგიძლიათ გამოიყენოთ უფრო მაღალი დენის ტრანზისტორი IRF5210 დადებითი მკლავისთვის და IRF3710 უარყოფითი მხარისთვის, ერთდროულად. წყაროებში რეზისტორები უნდა შემცირდეს 0.1 Ohm-მდე. საკონტროლო სისტემები იკვებება პარამეტრული სტაბილიზატორებით R53-D8-D9, დადებითი ელექტრომომარაგების მკლავისთვის და R56-D10-D11, უარყოფითი მკლავისთვის. ორი იდენტური ზენერის დიოდი უზრუნველყოფს ვირტუალურ შუა წერტილს თითოეული ოპ-გამაძლიერებლისთვის და ეს წერტილი არის საცნობარო წერტილი შედარების მუშაობისთვის.

აბა, კონკრეტულად რას იძლევა ფინალური ეტაპის ასეთი ჩართვა?უპირველეს ყოვლისა, საბოლოო კასკადის მიერ გამოყოფილი სითბოს შემცირება, რადგან საბოლოო კასკადის მიწოდების ძაბვის შეცვლა მნიშვნელოვნად ამცირებს ამ კასკადის მიერ გაფანტულ სხეულს. და რადგან წარმოქმნილი სითბო საგრძნობლად შემცირდა, უკვე შესაძლებელია ტრანზისტორების ნაკლები წყვილის გამოყენება ამ ბოლო ეტაპისთვის და ეს უკვე დაზოგავს ფულს. გარდა ამისა, IRFP240-IRFP9240 გამოიყენება როგორც საბოლოო ეტაპის ტრანზისტორები, მაქსიმალური DRAIN-SOURCE ძაბვა არის 200 ვ, ამიტომ გამაძლიერებლის მიწოდების ძაბვა ტრადიციული მიკროსქემის მიხედვით არ უნდა აღემატებოდეს ±90 ვ (ათი ვოლტი ტექნოლოგიური ზღვრისთვის, თუმცა ეს არის არ არის საკმარისი). ორ დონის ელექტრომომარაგების გამოყენებით, ძაბვა შეიძლება გაიზარდოს, რადგან ნებისმიერ დროს ტრანზისტორებზე გამოყენებული იქნება მთლიანი მიწოდების ძაბვის არაუმეტეს 3/4. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, მაშინაც კი, როდესაც იკვებება ორდონიანი მიწოდებით ±50 V და ±100 V, ტრანზისტორებზე გამოყენებული იქნება არაუმეტეს 150 ვ ძაბვა, რადგან გამომავალი სიგნალის მაქსიმალური ამპლიტუდის შემთხვევაშიც კი, ერთი მეორე დონის საკონტროლო ტრანზისტორები დაიხურება - თუ დადებითი ნახევარტალღის კონტროლი დახურულია გამოსავალზე მინუს ძაბვის "მეორე სართული" და პირიქით - თუ გამომავალი არის მინუს ნახევარტალღა, მაშინ კონტროლი დადებითი „მეორე სართული“ დაიხურება.

წრეს შეუძლია მოაწყოს შედარების მოქმედება ისე, რომ მან დააკვირდეს ძაბვის არა ერთ დონეს მითითებასთან შედარებით, არამედ ორი. ასეთ შედარებებს უწოდებენ ორ ბარიერსდა ისინი შეიძლება გამოყენებულ იქნას, მაგალითად, გამაძლიერებლის მიწოდების ძაბვის გასაკონტროლებლად, გამაძლიერებლის გამომავალზე პირდაპირი ძაბვის დონის გასაკონტროლებლად. თან DC ძაბვის დაცვა ACდა დავიწყოთ:

სურათი 60. AC დაცვა მუდმივი ძაბვისგან.

აქ, op-amp-ის შეყვანა თავდაპირველად მიეწოდება მიკერძოებულ ძაბვას, რომელიც ორგანიზებულია D3 და D4 დიოდებზე (1N4148). დენის გამაძლიერებლის გამომავალი არის სინუსოიდური სიგნალის გენერატორი V1 და თუ მასზე დადებითი DC ძაბვა გამოჩნდება, მაშინ ის ვერ გაზრდის მნიშვნელობას არაინვერსიულ შეყვანაზე - ის არ მისცემს D3-ს, მაგრამ ინვერსიულ შეყვანაზე არაფერი უშლის ხელს. პოზიტიური ძაბვის გაზრდა გამოსავალზე. op-amp წარმოიქმნება თითქმის მიწოდების ძაბვის გამოკლებით, რაც გამოიწვევს კომპოზიციური ტრანზისტორი Q1-Q2-ის დახურვას და რელეს (R12) გამორთვას. თუ გამაძლიერებლის გამოსავალზე გამოჩნდება მინუს ძაბვა, მაშინ ის ვერ გაიზრდება, უფრო სწორად შემცირდება, ინვერსიულ შეყვანაზე - ის არ მისცემს D4-ს, მაგრამ არაინვერსიულ შეყვანაზე მას შეუძლია ადვილად მიიღოს უარყოფითი მნიშვნელობები, რაც ასევე გამოიწვევს თითქმის მინუს ძაბვის გამოჩენას op-amp კვების წყაროს გამოსავალზე და რელე კვლავ გამოირთვება. მაგალითად, გამოვიყენოთ გენერატორიდან ძაბვა 9 ვ ამპლიტუდით და 0,1 ჰც სიხშირით, რომელიც შეიძლება ჩაითვალოს მუდმივი ძაბვის სიმულაციად:

სურათი 61. AC დაცვის მუშაობის დროის დიაგრამები, ხანგრძლივობა 10 წამი.

ლურჯი ხაზი არის გენერატორის სიგნალი, წითელი ხაზი არის ძაბვა კოლექტორებზე Q1 და Q2.
ჯაჭვი C2 და R13 ემსახურება დინამიკების შეერთების შეფერხებას გამაძლიერებლის ჩართვის მომენტში და მცირე ხნით (სანამ C2 იტენება) მცირე დადებით ძაბვას აწვდის მოწყობილობის შესასვლელს.

როგორ ჯობია ეს წრე პოპულარულ ტრანზისტორი ანალოგებს?არის ერთი ნიუანსი, რომელიც ადრე თუ გვიან შეიძლება გამოიწვიოს უბედურება. მაგალითად, ავიღოთ DC ძაბვის დაცვის ერთ-ერთი პოპულარული სქემა:

სურათი 62. პირდაპირი ძაბვისგან AC დაცვის სქემატური დიაგრამა.

პლიუსი გამაძლიერებლის გამოსავალზე იხსნება Q1 - Q3 იხურება, მინუსი გამაძლიერებლის გამოსავალზე იხსნება Q2 - Q3 იხურება, ყველაფერი სწორია, მაგრამ როგორ ხდება ეს? ტევადობა C2 საკმარისად დიდია და ის არ მოგცემთ საშუალებას მყისიერად ჩართოთ და გამორთოთ რელე, ამიტომ რელეს კონტაქტების დახურვისა და გახსნის სიჩქარე მცირდება, რაც იწვევს კონტაქტების წვას და საბოლოოდ - რელეს უკმარისობას.. სიცხადისთვის, მოდით შევხედოთ ძაბვის გრაფიკებს ტრანზისტორების საკონტროლო რელეების კოლექტორებზე:

სურათი 63. ოსცილოგრამები დენის ტრანზისტორების კოლექტორებზე.

აქ ლურჯი ხაზი არის ძაბვა 62-ის კოლექტორზე Q2, ხოლო წითელი ხაზი არის 60-ე ტრანზისტორი Q2-ის კოლექტორზე. როგორც ნახატიდან ჩანს, ტრადიციული დაცვისთვის ხდება რელეს მიწოდების ძაბვის ცვლილება. 0,1 წამის ფარგლებში, ხოლო ოპ-ამპერტით დასაცავად გადართვის დრო დამოკიდებულია მხოლოდ თავად ოპ-ამპერის სიჩქარეზე და დენის ტრანზისტორების სიჩქარეზე, ე.ი. თითქმის მყისიერად, ტრადიციულთან შედარებით.

იგივე პრინციპის გამოყენებით, შეგიძლიათ ორგანიზება რბილი დაწყება დენის გამაძლიერებლისთვის, და გარდა თავად რბილი დაწყებისა, წრე ასევე მონიტორინგს გაუწევს მიწოდების ძაბვას. თუ მეორადი ელექტრომომარაგება იცვლება დადგენილ ზღვარზე ზემოთ ან ქვემოთ, მაგალითად, ქსელის ძაბვის იმავე ფაზაზე შედუღების სამუშაოების შესრულებისას, ან ქარიან ამინდში ქსელის მავთულის გადახურვა და 280-340 ვ გამოჩნდება სოკეტში, მაშინ ეს წრე ავტომატურად გადართავს გამაძლიერებელს დასაწყებად. თუ სიტუაცია საკმაოდ დიდხანს გაგრძელდება, ეს გამოიწვევს დენის შემზღუდველი რეზისტორის დაწვას და გამაძლიერებელი საერთოდ გამოირთვება. სქემატური დიაგრამა ნაჩვენებია ნახაზზე 64:

სურათი 64.

აქ V1 და V1 სიმულაციას უკეთებს დენის ტრანსფორმატორის მეორად გრაგნილებს, V3 - მაგისტრალური ძაბვის ტალღების სიმულაციას, R1 და R2 - სიმულაციას უწევს ONE რეზისტორის, რომელიც სერიულად არის დაკავშირებული დენის ტრანსფორმატორის პირველად გრაგნილთან და შუნტირებულია რელეს კონტაქტებით, რომლის გრაგნილი ახდენს რეზისტორს. R15, R 3 - ახდენს გამაძლიერებლის სიმძლავრის მშვიდი დენის სიმულაციას. უფრო ვიწრო ოპერაციული დიაპაზონის მისაღებად, წრეში გამოიყენება Schottky დიოდები, რადგან მათ აქვთ დაბალი ძაბვის ვარდნა, ისინი შეიძლება შეიცვალოს 1N4144-ით.

ჩართვის მომენტში, C3 გამორთულია და რელე გამორთულია, მეორადი კვების ფილტრის კონდენსატორები იტენება ტრანსფორმატორის პირველადი გრაგნილით დამონტაჟებული რეზისტორის მეშვეობით. ხშირად, მეორადი სიმძლავრის კონდენსატორების დატენვის დრო აღემატება C3-ის დატენვის დროს, ამიტომ სარელეო კონტაქტები ღია რჩება. როგორც კი ძაბვა ზედა ტერმინალზე C1 მიაღწევს გარკვეულ დონეს, შედარების ჩართვა ხდება და ჩართავს რელეს - წრე გადადის სამუშაო რეჟიმში. როგორც კი C1-ზე ძაბვა გახდება ნაკლები ან მეტი ვიდრე R5 რეზისტორის მორთვით დაყენებული ძაბვა, შედარებითი კვლავ იმუშავებს და გამორთავს რელეს - ენერგია მიეწოდება დენის შემზღუდველი რეზისტორის მეშვეობით. ტრანსფორმატორის სიმძლავრე აღარ არის საკმარისი გამაძლიერებლის საბოლოო ტრანზისტორების დასაწვავად, რომლებშიც გარდამავალი პროცესები დაიწყება წარმოქმნას დენის დროს. თუმცა, თუ კონდენსატორები საკმარისად დიდია, მაშინ მათში შენახული ენერგია შეიძლება იყოს საკმარისი იმისათვის, რომ რაღაც არ მოხდეს, ამიტომ რეკომენდებულია მაღალი დენის მაღალი ძაბვის რელეს გამოყენება კონტაქტების სამი გადართვის ჯგუფით. ერთი ჯგუფი გამორთავს რეზისტორს ტრანსფორმატორის პირველად გრაგნილში, ხოლო მეორე ჯგუფი გამორთავს დენის შემზღუდველ რეზისტორებს, რომლებიც დამონტაჟებულია დენის ავტობუსების გასწვრივ, ძირითადი მეორადი დენის კონდენსატორების შემდეგ:

სურათი 65. სარელეო საკონტაქტო ჯგუფების ყველაზე ოპტიმალური გამოყენება.

როგორც დამატებითი სერვისი, ამ წრეს ასევე შეუძლია C1-ის ტექნიკური მდგომარეობის მონიტორინგი (სურათი 64) და თუ მისი სიმძლავრე შემცირდება „გაშრობის“ გამო, მოწყობილობა არც კი დაუშვებს დენის გამაძლიერებელს ელექტროენერგიის მიწოდებას. მაგრამ აქ დაგჭირდებათ ზუსტად იგივე მიკროსქემის დამატება უარყოფითი მიწოდების მკლავის კონდენსატორების ტექნიკური მდგომარეობის მონიტორინგისთვის, თუმცა TL072 ტიპის ოპ-ამპერის გამოყენება (ერთ შემთხვევაში 2 ოპ-ამპერი) შეამცირებს გამოყენებული ნაწილების რაოდენობა.

დაბოლოს, რჩება განიხილოს ოპ-გამაძლიერებლების გამოყენების კიდევ ერთი გზა, რომელიც ჩვეულებრივ გამოიყენება მაღალი ხარისხის დენის გამაძლიერებლებში და მისი გამოყენება კონკრეტულად, როგორც მუდმივი ძაბვის გამაძლიერებელი.

იმის უზრუნველსაყოფად, რომ დენის გამაძლიერებლის გამოსავალზე DC ძაბვა რაც შეიძლება ახლოს იყოს ნულთან, გამოიყენება ინტეგრატორები - მოდულები, რომლებიც აკონტროლებენ DC ძაბვის მნიშვნელობას და, DC კომპონენტის მნიშვნელობიდან გამომდინარე, არეგულირებენ გამაძლიერებელს. რეჟიმებს, რითაც მუდმივი ძაბვის დონეს ნულს უახლოვდება. მაგალითად, ავიღოთ იგივე ჰოლტონის გამაძლიერებელი:

სურათი 66. ჰოლტონის გამაძლიერებლის სქემატური დიაგრამა ბუფერული გამაძლიერებლით და ინტეგრატორით.

დენის გამაძლიერებლის გამომავალი ძაბვა გადის რეზისტორი R49-დან C21 კონდენსატორამდე, რომელიც ფილტრავს სიგნალის ცვლადი კომპონენტს. ზურგის უკან დიოდები D12 და D13 ხელს უშლიან შემავალი ძაბვის გადაჭარბებას op-amp-ზე, იცავს მას გადატვირთვისგან. შემდეგი, ძაბვა მიდის op-amp X7-ის ინვერსიულ შეყვანაზე და შედარებულია ნულთან, რომელიც მიეწოდება op-amp-ის არაინვერსიულ შეყვანას. op-amp დაფარულია ღრმა OOS-ით, მაგრამ მხოლოდ ალტერნატიული ძაბვის თვალსაზრისით - ეს არის კონდენსატორი C20, ამიტომ აძლიერებს მხოლოდ პირდაპირ ძაბვას, რომელიც მიეწოდება op-amp-ის გამოსვლიდან R47 რეზისტორის მეშვეობით. გამაძლიერებელი. თუ გამაძლიერებლის გამომავალს აქვს დადებითი მუდმივი ძაბვა, მაშინ ინტეგრატორი მის გამოსავალზე წარმოქმნის ისეთი სიდიდის უარყოფით ძაბვას, რომ გამაძლიერებლის გამოსავალზე ძაბვა ხდება ნულის ტოლი ძაბვა ნულით. თუ გამაძლიერებლის გამომავალი უარყოფითია, მაშინ op-amp-ის გამომავალზე წარმოიქმნება დადებითი ძაბვა, რომელიც კვლავ ათანაბრდება თავად PA-ს გამომავალი ძაბვის ნულით.

ინტეგრატორის დანერგვა საშუალებას გაძლევთ უფრო ზუსტად აკონტროლოთ მუდმივი კომპონენტის არსებობა გამაძლიერებლის გამოსავალზე და ავტომატურად შეასწოროთ იგი, რამაც შესაძლებელი გახადა მნიშვნელოვნად გაზარდოს თავად გამაძლიერებლის შეყვანის წინააღმდეგობა - 25 სურათზე R8 უდრის 10 kOhm, ამ კონკრეტული რეზისტორის მნიშვნელობა დაყენებული იყო ნულზე გამაძლიერებლის გამომავალზე.

ეს არის რეალურად აუდიო ინჟინერიაში ოპ-გამაძლიერებლების გამოყენების ყველა ძირითადი ხერხი, თუ თქვენ თვითონ მოიფიქრებთ - პატივი და დიდება თქვენთვის.

შეიძლება, რა თქმა უნდა, საყვედური, რომ არ არის ნახსენები მძლავრი ოპ-გამაძლიერებლები, რომლებიც შეიძლება გამოყენებულ იქნას დამოუკიდებლად, როგორც დენის გამაძლიერებლები, მაგალითად TDA2030, TDA2050 და ა.შ. მაგრამ ეს საკამათო საკითხია. ერთის მხრივ, ეს არის უკვე ინტეგრირებული დენის გამაძლიერებლები, როგორც ცალკეული ფილიალი, მეორეს მხრივ, მათთვის შესაფერისია ოპ-ამპერების ჩართვის ყველა ვარიანტი და მათ, ისევე როგორც ოპ-ამპერებს, შეუძლიათ სიგნალების შეჯამება, მათი სიხშირის შეცვლა. პასუხი, შეუძლია იმუშაოს როგორც შედარება, და TDA2030-ის ღირებულება ნაკლებია ოპ-გამაძლიერებლის ან ტრანზისტორისა და ვენტილატორის გასაკონტროლებლად საჭირო რელეების ღირებულებაზე, მაგრამ TDA2030-ს შეუძლია აკონტროლოს კომპიუტერის ვენტილატორი დამატებითი ელემენტების გარეშე, და არა მხოლოდ ერთი. , მაგრამ რამდენიმე, დაკავშირებული როგორც სერიულად, მზარდი სიმძლავრით და პარალელურად - მიწოდების ძაბვის დიაპაზონი იძლევა საშუალებას. ისევ და ისევ, დისკრეტული გამაძლიერებლების აბსოლუტური უმრავლესობა შეიძლება ჩაითვალოს ოპ-გამაძლიერებლებად, რადგან მათ აქვთ როგორც არაინვერსიული შეყვანა, ასევე ინვერსიული, ამიტომ ოპ-ამპ-ის უკუკავშირის ყველა კანონი საკმაოდ გამოიყენება მათთვის. ასე რომ, თავად იფიქრეთ ამაზე - ეს იქნება კრეატიული მიდგომა.

საყვედურის მოლოდინში, რომ შესაძლებელი იქნება პატარა საცნობარო ფურცლის დამატება ყველაზე პოპულარულ ოპ-ამპერებზე, მე ვპასუხობ - ასეთი ფურცელი დამუშავების პროცესშია და გამოჩნდება ოქტომბრის შუა რიცხვებში, როგორც ამ სტატიის დანართი.

ამ სტატიის ერთ-ერთი ნაკლოვანებაა ბეჭდური მიკროსქემის დაფების ფოტოების და ნახატების ნაკლებობა, თუმცა აქ შემოთავაზებულია სქემები, რომელთაგან ზოგიერთი ოც წელზე მეტი ხნის წინ აწყობილი იყო ცალკეულ მოდულებში და თუ დღეს ინსტალაცია აუცილებელია, ისინი უბრალოდ ინტეგრირებულია უშუალოდ მოწყობილობის დაფაზე და არ გამოიყენება როგორც ცალკე მოდული. ასე რომ, თავად შეიმუშავეთ ბეჭდური მიკროსქემის დაფები ან მოძებნეთ ისინი.

სტატიის დანართი

ოპერაციული გამაძლიერებლები იყოფა რამდენიმე კატეგორიად, ყველაზე პოპულარულია ფართოდ გამოყენებული ოპ გამაძლიერებლები, რომლებსაც კარგი პარამეტრები აქვთ, მაგრამ დღეს საშუალოდ ითვლება. არსებობს ზუსტი ოპ-ამპერატორები, რომლებიც განკუთვნილია საზომი მოწყობილობების გამოსაყენებლად. და არის ერთი სპეციალურად აუდიო მოწყობილობებისთვის.

რით განსხვავდებიან ისინი ფასის გარდა?პირველ რიგში, სქემატური დიაგრამა. მაგალითად, ავიღოთ ფართოდ გამოყენებული op-amp TL071 მიკროსქემის დიაგრამა, რომელიც ითვლება აუდიო:

სურათი 1. TL071 ოპერაციული გამაძლიერებლის სქემატური დიაგრამა

სურათი 2. AD744 op-amp-ის სქემატური დიაგრამა

გარდა მიკროსქემის განსხვავებებისა, ეს ოპ-ამპერები ერთმანეთისგან განსხვავდებიან გამოყენებული ტრანზისტორებით - AD774-ს აქვს უფრო სწრაფი ტრანზისტორები, რაც რა თქმა უნდა გავლენას ახდენს ერთიანობის მომატების სიხშირეზე. AD744-ს აქვს ერთიანობის მომატების სიხშირე მინიმუმ 13 MHz, ხოლო TL071-ს აქვს ერთიანობის მომატების სიხშირე 3 MHz. მათ ასევე აქვთ განსხვავებული THD დონე - AD744-სთვის ეს არის 0.0003%, TL071-ისთვის Texas Instruments-დან - 0.003%, ხოლო TL071-ისთვის STMicroelectronics-დან - 0.01%, და ბოლოს, AD744 მიკროსქემის დიაგრამაში არის ორი ტრიმირების რეზისტორები. მიმდინარე გენერატორი, დიახ, დიახ, ზუსტად არეგულირებს. რა თქმა უნდა, მიკროსქემებს არ აქვთ სლოტები რეგულირებისთვის. ამ რეზისტორების კორექტირება ხდება ლაზერით, op-amp კრისტალის დამზადების შემდეგ, სანამ არ მიიღწევა დიფერენციალური ეტაპის მუშაობის ოპტიმალური რეჟიმი და შედეგად მიიღება მინიმალური THD დონე.

ეკონომიკაში ღრმად ჩაღრმავების გარეშეც, ცხადი უნდა იყოს, რომ მაგალითისთვის მოყვანილი ოპ-ამპერატორების ღირებულება რამდენჯერმე, უფრო ზუსტად, თითქმის 20-ჯერ განსხვავდება. ასევე, კომპონენტების საწყისი პარამეტრები ხსნის STMicroelectronics-ის TL071 ბაზრის დომინირებას, რადგან ეს პოპულარული op-amps უნდა გაიყიდოს იმავე ფასად, როგორც op-amps Texas Instruments - ყველა მყიდველს არ შეუძლია ახსნას განსხვავება. უმეტესობა ყურადღებას ამახვილებს მხოლოდ სახელზე და არ იკვლევს იმ ფაქტს, რომ სხვადასხვა მწარმოებლის ერთი და იგივე მიკროსქემები განსხვავდება გამოყენებული რეზისტორების სიზუსტითაც კი, რომ აღარაფერი ვთქვათ ნახევარგამტარებზე. სურათი 3 გვიჩვენებს TL071-ის მიკროსქემის დიაგრამას STMicroelectronics-ისგან, პასიური კომპონენტების რეიტინგები განსხვავდება ნახაზი 1-ში ნაჩვენებისგან:

სურათი 3. TL071 op-amp-ის სქემატური დიაგრამა STMicroelectronics-ისგან

იმის გათვალისწინებით, რომ რეზისტორების პარამეტრების გავრცელება გამოითვლება ბოლო ციფრიდან და ჩვეულებრივ არის 5%, ჩვენ აღმოვაჩენთ, რომ რეზისტორების გავრცელებას დიფერენციალურ ეტაპზე მიკროსქემისთვის STMicroelectronics ოპერაციული გამაძლიერებლებიდან ანალოგური მოწყობილობებიდან აქვს შემდეგი საბინაო ზომები:
SOIC_N (R8) სხეულის სიგრძე 4 მმ, სიგანე 5 მმ, ტყვიის სიმაღლე 1,27 მმ, ტყვიის სიგრძე 1 მმ-ზე მეტი
MSOP (RM8) სხეულის სიგრძე 3 მმ, სიგანე 3 მმ, ტყვიის სიმაღლე 0,65 მმ, ტყვიის სიგრძე 1 მმ-ზე ნაკლები

შედარებისთვის, ცხრილში მოცემულია ფართოდ გამოყენებული op-amp TL071, სხვადასხვა მწარმოებლისგან.
თუმცა, გამაძლიერებლისთვის ძვირადღირებული ოპ-გამაძლიერებლების გამოყენებას აზრი აქვს მხოლოდ იმ შემთხვევაში, თუ თქვენ გაქვთ შესაბამისი დინამიკის სისტემები და, პირველ რიგში, არ უნდა დაივიწყოთ აუდიო სიგნალის წყარო.

რა თქმა უნდა, შესამჩნევი იქნება კარგი ოპ-გამაძლიერებლების გამოყენება გამაძლიერებელში, რომელიც მუშაობს უღიმღამო დინამიკებთან და ბიუჯეტის წყაროსთან ერთად, მაგრამ მაინც, ეს ოპ-გამაძლიერებელი ვერ შეძლებს სრულად გამოავლინოს ყველა შესაძლებლობა - გზა სრულად უნდა შეესაბამებოდეს. შერჩეული ფასების კატეგორიაში.

ტეგები:

• OU

სტატია გამაძლიერებლის შექმნის შესახებ, რომლის სქემა და დიზაინი იყენებს არატრადიციულ ტექნიკურ გადაწყვეტილებებს. პროექტი არამომგებიანია.

აუდიო აპარატურით და მუსიკის მოსმენა ძალიან დიდი ხნის წინ დავიწყე, 80-იანი წლების ბოლოდან და დიდი ხნის განმავლობაში დარწმუნებული ვიყავი, რომ ნებისმიერი PA ლეიბლით Sony, Technics, Revox და ა.შ. ბევრად უკეთესია, ვიდრე შიდა გამაძლიერებლები, და კიდევ უკეთესი, ვიდრე სახლში დამზადებული გამაძლიერებლები, რადგან დასავლურ ბრენდებს აქვთ ტექნოლოგია, უმაღლესი ხარისხის ნაწილები და გამოცდილება.

ყველაფერი შეიცვალა A.M.-ის სტატიის შემდეგ. ლიხნიცკი ჟურნალ Audiomagazin No. 4(9) 1996 წელს, რომელიც საუბრობდა 70-იან წლებში Brig-001 გამაძლიერებლის შემუშავებასა და წარმოებაში დანერგვაზე, რომლის ავტორიც ის არის. შემთხვევით, ხანმოკლე პერიოდის შემდეგ, პირველივე ნომრებიდან გაუმართავი Brig-001 ჩამივარდა ხელში. 70-80-იანი წლების მხოლოდ ორიგინალური საყოფაცხოვრებო ნაწილების გამოყენებით, მე მივიტანე ეს PA პირვანდელ მდგომარეობაში, რათა მისი ხმის შესაძლებლობები მაქსიმალურად საიმედოდ შეფასდეს.

Technics SU-A700 სახლის აუდიო სისტემის ნაცვლად Brig-001 გამაძლიერებლის დაკავშირებამ შოკში ჩააგდო - Brig ბევრად უკეთესად ჟღერდა, თუმცა პარამეტრები უფრო მოკრძალებული იყო და სწორედ ამ მომენტში გაჩნდა გამაძლიერებლის დამზადების იდეა საკუთარი ხელით, რომელსაც შეუძლია შეცვალოს სტანდარტული აუდიო სისტემაში, რაც გაკეთდა 1998 წელს, ძირითადად, სამხედრო მიღების შიდა ელემენტის ბაზაზე. ახალი მოწყობილობა არ ტოვებდა უფრო ცნობილ გამაძლიერებლებს, როგორიცაა NAD და Rotel საშუალო დონის მოდელების შედარებითი მოსმენის შანსს და საკმაოდ დამაჯერებელი იყო უფროს ძმებთან შედარებითაც კი. პროექტმა შემდგომი განვითარება მიიღო 2000 წელს, იმავე სქემის მიხედვით, ორბლოკიანი PA-ს სახით, მაგრამ ახალი დიზაინით და ელექტრომომარაგების გაზრდილი ენერგეტიკული ინტენსივობით. ის უკვე შეადარეს ტრანზისტორი და მილის გამაძლიერებლებს რამდენიმე ათას აშშ დოლარამდე ფასის კატეგორიაში და, ხშირ შემთხვევაში, აჯობა მათ ხმის ხარისხით. შემდეგ კიდევ ერთ რამეს მივხვდი - გამაძლიერებლის დიზაინი წყვეტს თითქმის ყველაფერს.

მოსმენის სესიების შედეგების გაანალიზებისას, განსაკუთრებით იმ გამაძლიერებლების მონაწილეობით, რომლებიც უკეთესად ჟღერდნენ, ვიდრე ჩემი ორი ერთეული PA, მივედი დასკვნამდე, რომ უფრო ხშირად, ან კარგი მილის დიზაინი ან ტრანზისტორი საერთო OOS-ის გარეშე, უკეთესი აღმოჩნდა. . მათ შორის იყო აგრეთვე PA-ები ღრმა OOOS-ით, რომელთა სპეციფიკაციები ხშირად ასახავდა გამომავალი ძაბვის დაძაბვის სიჩქარის ძალიან მაღალ მნიშვნელობებს - 200 V/µs და უფრო მაღალი. როგორც წესი, ეს მოწყობილობები ძვირი იყო და მათი სქემები საჯაროდ არ იყო ხელმისაწვდომი. ჩემს ტერმინალს ასევე ჰქონდა საკმაოდ ღრმა OOOS, მაგრამ მათთან შედარებით დაბალი შესრულება - დაახლოებით 50 V/µs, შესადარებელი გამომავალი ძაბვით. მას ხანდახან არ აკლდა მუსიკალური ინსტრუმენტების ტემბრებისა და შემსრულებელთა ხმის ბუნებრიობის, ასევე მუსიკოსების ემოციების სრულად გადმოცემის უნარი. ზოგიერთ კომპოზიციაზე მუსიკის პრეზენტაცია გამარტივდა, ტემბრული სიმდიდრის ნაწილი დამალული იყო ერთგვარი თხელი ნაცრისფერი ფარდის მიღმა. ეს არის ალბათ ის, რასაც უწოდებენ "ტრანზისტორის ხმას", რომელიც თან ახლავს PA-ს უკუკავშირით.

"ტრანზისტორი" ხმის მიზეზები PA-ში OOOS-ში არაერთხელ იქნა განხილული ფორუმებზე, მიკროსქემის დიზაინის წიგნებში და ამ თემის შესაბამის ჟურნალებში პუბლიკაციებში. ერთ-ერთი ცნობილი ვერსია, რომელსაც მე ვიცავ, არის ის, რომ გამაძლიერებლების დაბალი გამომავალი წინაღობა, რომელიც დაფარულია ზოგადი უკუკავშირის მარყუჟით, რომელიც იზომება სინუსური ტალღის სიგნალზე და აქტიურ დატვირთვაზე, საერთოდ არ რჩება ასე დინამიკებზე მუსიკის დაკვრისას. რომელიც საშუალებას აძლევს დინამიური თავებიდან უკანა EMF სიგნალებს შეაღწიოს გამაძლიერებლის გამოსასვლელიდან უკუკავშირის სქემების მეშვეობით მის შეყვანამდე. ამ სიგნალებს არ აკლდება OOOS, რადგან ისინი უკვე განსხვავდებიან ფორმაში და აქვთ ფაზის ცვლა ორიგინალთან შედარებით, ასე რომ, ისინი უსაფრთხოდ ძლიერდებიან და კვლავ შედიან დინამიკების სისტემებში, რაც იწვევს დამატებით დამახინჯებას და აუდიო ბილიკზე გარე ხმებს. პერიოდულად განიხილება ამ ეფექტის წინააღმდეგ ბრძოლის მეთოდები. მაგალითები მოიცავს შემდეგს:

1. „False“ OOS არხი, როდესაც მისი სიგნალი აღებულია ფინალური ეტაპის ერთ-ერთი პარალელურად შეერთებული ელემენტიდან, რომელიც არ არის დაკავშირებული დინამიკებთან, მაგრამ იტვირთება გარკვეული მნიშვნელობის რეზისტორზე.

2. PA-ს გამომავალი წინააღმდეგობის შემცირება OOOS-მდე მიღწევამდეც კი.

3. OOOS მარყუჟის შიგნით სიჩქარის გაზრდა "კოსმიურ" სიჩქარეებამდე.

ბუნებრივია, ყველაზე ეფექტური გზა OOOS-ის არტეფაქტებთან გამკლავებისთვის არის მისი გამორიცხვა PA-ს მიკროსქემის დიზაინიდან, მაგრამ ჩემი მცდელობები აეშენებინა რაიმე ღირებული ტრანზისტორებზე OOOS-ის გარეშე, წარმატებით არ დაგვირგვინდა. მილის აუდიო ტექნოლოგიის სფეროში ნულიდან დაწყება ჩემთვის პრაქტიკულად აღარ მიმაჩნია. მეთოდი "1" წერტილიდან ბევრ კითხვას ბადებდა, ამიტომ დავიწყე ექსპერიმენტები უკუკავშირის მარყუჟის შიგნით სიჩქარის გაზრდით, წერტილი "2"-ის გათვალისწინებით. მსურს დაუყოვნებლივ გავამახვილო ყურადღება იმ ფაქტზე, რომ გამომავალი ძაბვის აწევის სიჩქარე, რომელიც საკმარისია გამაძლიერებლის მიერ მუსიკალური ინსტრუმენტების ხმის შეტევის სწორად რეპროდუცირებისთვის, არის შედარებით მცირე მნიშვნელობა და მისი ულტრა მაღალი მნიშვნელობები. აქტუალურია მხოლოდ OOO-ს ფუნქციონირებასთან დაკავშირებით.

ნათელია, რომ გამაძლიერებლებში, რომლებსაც აქვთ საერთო უკუკავშირის მარყუჟი, ყველა პრობლემა არ წყდება დარტყმის სიჩქარის გაზრდით, მაგრამ მთავარი იდეა იყო შემდეგი, ყველა სხვა პარამეტრი თანაბარი იყო: რაც უფრო მაღალია სიჩქარე უკუკავშირის ციკლში, მით უფრო სწრაფია სიგნალების „კუდები“, რომლებიც არ არის კომპენსირებული უკუკავშირით, გაქრება და რა უნდა იყოს ყურით მათი შესამჩნევი ზღვარი, არტეფაქტების ხანგრძლივობის შემცირების გათვალისწინებით შესრულების გაზრდით. ამ მიმართულებით გადაადგილებისას, მე ძალიან სწრაფად წავაწყდი PA-ში მინიმუმ 100 V/μs ზოლს მიახლოების პრობლემას დისკრეტული ელემენტების გამოყენებით - თუ წრეში არსებობდა კასკადები მძლავრ ტრანზისტორებზე, ყველაფერი გაცილებით რთული აღმოჩნდა. ძაბვის უკუკავშირის გამაძლიერებლებში, მაღალი მაჩვენებლები არანაირად არ „შერწყმულია“ სტაბილურობასთან, ხოლო PA-ში TOC-თან (მიმდინარე გამოხმაურებით), შეუძლებელი იყო ინტეგრატორის გამოყენების გარეშე მუდმივი ძაბვის მისაღები დონის მიღება. გამომავალი, თუმცა ყველაფერი კარგად იყო წესრიგში სიჩქარით და სტაბილურობის პრობლემები მოგვარებული იყო. ინტეგრატორი არ ცვლის ხმას უკეთესობისკენ, ჩემი აზრით, ამიტომ ძალიან მინდოდა ამის გარეშე.

სიტუაცია პრაქტიკულად ჩიხში იყო და არა პირველად, გაჩნდა აზრები, რომ თუ შექმნით დენის გამაძლიერებელს ძაბვის გამოხმაურებით, შემდეგ წინასწარ გამაძლიერებლის ან სატელეფონო გამაძლიერებლის ტოპოლოგიის გამოყენებით, ბევრად უფრო ადვილი იქნება მისი მაღალი გაზრდა. -სიჩქარე, ფართოზოლოვანი, სტაბილური და ინტეგრატორის გარეშე, რაც, ჩემი აზრით, დადებითად უნდა იმოქმედოს ხმის ხარისხზე. დარჩა მხოლოდ იმის გარკვევა, თუ როგორ უნდა განხორციელდეს იგი. თითქმის 10 წლის განმავლობაში გამოსავალი არ იყო, მაგრამ ამ დროის განმავლობაში, საშინაო კვლევა ჩატარდა, რათა შეესწავლათ გამომავალი ძაბვის ზრდის სიჩქარის ეფექტი ხმის ხარისხზე, რისთვისაც შეიქმნა პროტოტიპი, რომელიც საშუალებას აძლევდა ტესტირებას. სხვადასხვა კომპოზიციური გამაძლიერებლების გამოყენებით op-amps.

ჩემი "კვლევის" შედეგები ასეთი იყო:

1. კომპოზიტური გამაძლიერებლის სიჩქარე და გამტარუნარიანობა უნდა გაიზარდოს შეყვანიდან გამოსავალამდე.

2. შესწორება მხოლოდ ერთპოლუსიანია. OOS სქემებში კონდენსატორები არ არის.

3. გამაძლიერებლისთვის, რომლის მაქსიმალური გამომავალი ძაბვაა 8,5 V RMS, OOOS სიღრმე დაახლოებით 60 dB, ხმის ხარისხის შესამჩნევი მატება ჩნდება სადღაც 40-50 V/μs დიაპაზონში და შემდეგ უფრო ახლოს 200 V/. μs, როდესაც გამაძლიერებელი პრაქტიკულად წყვეტს "გასაგონად" OOOS.

4. 200 V/μs-ზე მაღლა, შესამჩნევი გაუმჯობესება არ შეინიშნებოდა, მაგრამ PA-სთვის, რომლის გამომავალი ძაბვაა 20 V RMS, მაგალითად, იგივე შედეგის მისაღწევად უკვე საჭიროა 500 V/μs.

5. შემავალი და გამომავალი ფილტრები, რომლებიც ზღუდავენ PA დიაპაზონს, არ ჟღერს საუკეთესოდ, მაშინაც კი, თუ წყვეტის სიხშირე მნიშვნელოვნად აღემატება აუდიო დიაპაზონის ზედა ზღვარს.

დისკრეტულ ელემენტებზე დაფუძნებული PA-ებით წარუმატებელი ექსპერიმენტების შემდეგ, ჩემი მზერა გადაიზარდა მაღალსიჩქარიან ოპ-ამპერატორებზე და ინტეგრირებულ ბუფერებზე, რომლებსაც აქვთ ყველაზე მაღალი გამომავალი დენი. ძიების შედეგები იმედგაცრუებული იყო - მაღალი გამომავალი დენის მქონე ყველა მოწყობილობა უიმედოდ "ნელია", ხოლო მაღალსიჩქარიან მოწყობილობებს აქვთ დაბალი დასაშვები მიწოდების ძაბვა და არც თუ ისე მაღალი გამომავალი დენი.

2008 წელს, შემთხვევით, ინტერნეტში აღმოჩნდა BUF634T ინტეგრირებული ბუფერის სპეციფიკაციის დამატება, სადაც თავად დეველოპერებმა წარმოადგინეს კომპოზიტური გამაძლიერებლის წრე, სამი ასეთი გამომავალი ბუფერით, რომლებიც დაკავშირებულია პარალელურად (ნახ. 1) - ეს მაშინ იყო. რომ იდეა გაჩნდა გამომავალი სტადიაზე ასეთი ბუფერების დიდი რაოდენობით PA-ის შემუშავების შესახებ.

BUF634T არის ფართოზოლოვანი (180 MHz-მდე), ულტრა სწრაფი (2000 V/μs) პარალელური განმეორებითი ბუფერი, გამომავალი დენით 250 mA და მშვიდი დენი 20 mA-მდე. მისი ერთადერთი ნაკლი, შეიძლება ითქვას, არის დაბალი მიწოდების ძაბვა (+\- 15 V ნომინალური და +\- 18 V - მაქსიმალური დასაშვები), რაც აწესებს გარკვეულ შეზღუდვებს გამომავალი ძაბვის ამპლიტუდაზე.

საბოლოოდ გადავწყვიტე BUF634T-ზე, შევეგუე დაბალ გამომავალ ძაბვას, რადგან სრულიად კმაყოფილი ვიყავი ბუფერის ყველა სხვა მახასიათებლით და მისი ხმის თვისებებით და დავიწყე PA-ს დაპროექტება მაქსიმალური გამომავალი სიმძლავრით 20 W/ 4 Ohm.

ნახ.1

გამომავალი ეტაპის ელემენტების რაოდენობის არჩევა მოჰყვა PA-ს მიღებას, რომელიც მუშაობს სუფთა A კლასში 8 Ohm დატვირთვაზე და უზრუნველყოფს, რომ გამომავალი ეტაპის ელემენტების მიმდინარე რეჟიმები შორს იყოს მაქსიმუმისგან. საჭირო რაოდენობა განისაზღვრა 40+1. დამატებითი 41-ე ბუფერისთვის დაყენებული იყო მინიმალური წყნარი დენი - მხოლოდ 1,5 mA და მისი გამოყენება გამიზნული იყო დიზაინის პირველი გაშვების განსახორციელებლად რადიატორების დაყენებამდეც, ასევე განხორციელების მიზნით. ზოგიერთი კორექტირება და ექსპერიმენტი უფრო კომფორტულ პირობებში. მოგვიანებით გაირკვა, რომ ეს ძალიან კარგი იდეა იყო.

როგორც ცნობილია, ინტეგრირებული სქემების პარალელური კავშირი არ იწვევს საერთო ხმაურის დონისა და კგ-ის ზრდას, მაგრამ ასეთი მოდულის შეყვანის წინაღობა მცირდება და მისი შეყვანის ტევადობა იზრდება. პირველი არ არის კრიტიკული: BUF634T-ის შეყვანის წინაღობა არის 8 MOhm და, შესაბამისად, ჯამი არ იქნება 195 kOhm-ზე დაბალი, რაც დასაშვებზე მეტია. შეყვანის სიმძლავრესთან დაკავშირებით, სიტუაცია არც თუ ისე ვარდნაა: 8 pF თითო ბუფერზე იძლევა 328 pF მთლიანი შეყვანის ტევადობას, რაც უკვე შესამჩნევი მნიშვნელობაა და უარყოფითად იმოქმედებს swing op-amp-ის მუშაობაზე (ნახ. 1). საბოლოო ეტაპის დრაივერის გამომავალი წინაღობის გლობალურად შესამცირებლად, მის წინ დაინერგა კიდევ ერთი ოპ-გამაძლიერებელი, რომელიც დაფარულია საკუთარი OOS მარყუჟით. ამრიგად, წრე გადაიზარდა სამმაგ კომპოზიტურ გამაძლიერებლად, მაგრამ რომელშიც შესრულდა ჩემი "კვლევითი მუშაობის" შედეგების ყველა პუნქტი. მრავალი ექსპერიმენტის შემდეგ განისაზღვრა კომპოზიტური გამაძლიერებლის შემადგენლობა: AD843-მა დაიკავა შეყვანის ოპ-გამაძლიერებელი, ხოლო მძლავრი მაღალსიჩქარიანი ოპ-გამაძლიერებელი AD811, მიმდინარე გამოხმაურებით, გამოიძახეს გამომავალი ბუფერად. მძღოლის ეტაპი. PA-ს საჭირო მუშაობის გარანტირებისთვის (200 V/μs-ზე მეტი), AD811-ის მომატება არჩეულ იქნა ორის ტოლი, რამაც იდეალურად გააორმაგა AD843-ის ხელმისაწვდომი 250 V/μs და გვაძლევს იმედი ვიქონიოთ, რომ შესაბამისი სქემით და წარმატებული დიზაინით შესაძლებელი იქნება გამომავალი ძაბვის საჭირო მნიშვნელობის შენარჩუნება სრული PA წრედისთვის. წინსვლის ყურებისას, აღვნიშნავ, რომ მოლოდინი გამართლდა - ამ პარამეტრის რეალური მნიშვნელობა გამომავალი ბუფერებით აღმოჩნდა 250 V/μs-ზე მეტი.

გამაძლიერებლის გენერალურმა წრემ მრავალი ცვლილება განიცადა დაყენებისა და დაზუსტების დროს, ამიტომ მე დაუყოვნებლივ წარმოგიდგენთ საბოლოო ვერსიას, რომელიც მოიცავს ყველა შესწორებას და გაუმჯობესებას (ნახ. 2).

ბრინჯი. 2

სტრუქტურა მარტივია - შეყვანის სელექტორი, ხმის კონტროლი, ძაბვის გამაძლიერებელი, ბუფერული გამაძლიერებელი მაგნიტოფონზე ჩაწერისთვის, ბოლო ეტაპი და დამცავი რელე, რომელიც კონტროლდება ოპტოელექტრონული სქემით დინამიკების შეერთების შეფერხებისთვის და დასაცავად. ისინი პირდაპირი ძაბვისგან (ნახ. 3). კომპაქტურობისთვის ბუფერები და თანმხლები რეზისტორები გაერთიანებულია 10 ნაწილად, მაგრამ ნაწილების ნუმერაცია შენარჩუნებულია სრულად. როგორც ჩანს ნახ. 2, UM დაცვის რელეს საკონტაქტო ჯგუფი (K6) არ შედის ხმის გადაცემის წრეში და ხურავს გამომავალს მიწასთან გარდამავალი პროცესების ან შესაძლო საგანგებო სიტუაციების დროს.

ბრინჯი. 3

BUF634T-სთვის ასეთი ჩართვა არ არის საშიში, მით უმეტეს, რომ ყველა ბუფერს აქვს 10 Ohm რეზისტორი გამომავალზე. გამაძლიერებლის მიერ სტაბილურობის დაკარგვის თავიდან ასაცილებლად, OOOS რეზისტორის (R15) მიწასთან მოკლე ჩართვის გამო, K6 რელეს მუშაობის პარალელურად, რელე K5 ასევე იხურება, რეზისტორის მეშვეობით ქმნის მძღოლის ეტაპის დროებით OOOS წრეს. R14. თუ R14 და R15 რეზისტორების მნიშვნელობები თანაბარია, მაშინ დაცვის მუშაობის დროს დინამიკებში არ არის ზედმეტი დაწკაპუნება, თუნდაც ისინი უფრო მგრძნობიარე იყოს 100 დბ-ზე.

აღსანიშნავია, რომ ექსპლუატაციის პირველი წლის განმავლობაში, გამაძლიერებელი საიმედოდ ფუნქციონირებდა როგორც K5 რელეს გარეშე, ასევე დროებითი OOS მიკროსქემის გარეშე R14-ით, მაგრამ მე მაწუხებდა დაცვის მუშაობის დროს თვითაგზნების შესაძლებლობა, ამიტომ ეს დამატებითი ელემენტები გააცნეს. სხვათა შორის, გამაძლიერებელი მშვენივრად მუშაობს ფინალური ეტაპის OOS სქემით დაფარვის გარეშე. თქვენ შეგიძლიათ ამოიღოთ რეზისტორი R15, გადაანაწილოთ K5 და გამოიყენოთ რეზისტორი R14, რათა დახუროთ კავშირი გაეროში, რაც მე გავაკეთე ექსპერიმენტად. ხმა ნაკლებად მომეწონა - ალბათ ეს არის ვარიანტი, სადაც ულტრა სწრაფი გამოხმაურების გამოყენებით უფრო მეტ უპირატესობას ვიღებთ, ვიდრე ნაკლოვანებებს.

დიაგრამა ასევე გვიჩვენებს, რომ 4 შეყვანიდან ერთ-ერთი (CD შეყვანა) ცვლის PA-ს პირდაპირი დენის გამაძლიერებლის (DCA) რეჟიმში, ხოლო "Tape Monitor" ფუნქცია განხორციელებულია LP შეყვანიდან (ვინილის დისკის პლეერი), დამატებითი საკონტაქტო ჯგუფების გარეშე. წრიული სიგნალის გადასასვლელი. მე ვარ ანალოგური ჩანაწერის ფანი, ასე რომ მე გავაკეთე ეს ჩემთვის. თუ აუდიო სისტემას არ აქვს ანალოგური ხმის ჩამწერი მოწყობილობები, მაშინ op-amp IC1-ზე ბლოკი შეიძლება აღმოიფხვრას.

დიაგრამაზე არ არის ნაჩვენები ელექტრომომარაგების ბლოკირების კონდენსატორები - მოხერხებულობისთვის, ისინი ნაჩვენები იქნება ელექტრომომარაგების დიაგრამაზე.

ამ გამაძლიერებლის იდეოლოგია მნიშვნელოვნად განსხვავდება კლასიკურისგან და ემყარება დენის გამოყოფის პრინციპს - საბოლოო ეტაპის თითოეული ელემენტი მუშაობს დაბალი დენით, ძალიან კომფორტულ რეჟიმში, მაგრამ ამ ელემენტების საკმარისი რაოდენობა, დაკავშირებულია პარალელურად, შეუძლია უზრუნველყოს ამ 20 ვატიანი გამაძლიერებელი მაქსიმალური დატვირთვის დენით 10 A-ზე მეტი მუდმივად და 16 A-მდე პულსი. ამრიგად, გამომავალი ეტაპები იტვირთება მოსმენის დროს, საშუალოდ, არაუმეტეს 5-7%. ერთადერთი ადგილი გამაძლიერებელში, სადაც დიდი დენების გადინებაა შესაძლებელი, არის ორი სპილენძის ავტობუსის ზოლი PA დაფაზე, რომელიც მიდის დინამიკის ტერმინალებამდე, სადაც თითოეული არხის ყველა BUF634T-ის გამომავალი ერთად იყრის თავს.

ამავე იდეოლოგიის ფარგლებში შემუშავდა PA ელექტრომომარაგებაც (ნახ. 4) - მასში ყველა დენის ელემენტიც მუშაობს შედარებით მცირე დენებით, მაგრამ ასევე ბევრია და შედეგად, ჯამ. ელექტრომომარაგების სიმძლავრე 4-ჯერ აღემატება გამაძლიერებლის მიერ მოხმარებულ მაქსიმუმს. ელექტრომომარაგება გამაძლიერებლის ერთ-ერთი ყველაზე მნიშვნელოვანი ნაწილია, რომელიც, ჩემი აზრით, ღირს უფრო დეტალურად განხილვა. გამაძლიერებელი აგებულია "ორმაგი მონო" ტექნოლოგიის გამოყენებით და, შესაბამისად, შეიცავს ორ დამოუკიდებელ კვების წყაროს სიგნალის სქემებისთვის, სრულად სტაბილიზირებული, თითოეულის სიმძლავრით 150 ვტ, ცალკე სტაბილიზატორებს ძაბვის გამაძლიერებლისთვის, ასევე კვების წყაროს მომსახურების მიწოდებისთვის. ფუნქციები, იკვებება ცალკე ქსელური ტრანსფორმატორით 20 ვტ. ელექტრომომარაგების ქსელის ყველა ტრანსფორმატორი ერთმანეთთან ეტაპობრივია - ტრანსფორმატორების დამზადებისას აღინიშნა პირველადი გრაგნილების დასაწყისისა და დასასრულის გამტარები.

ბრინჯი. 4

თითოეული არხის დენის ნაწილი დაყოფილია 4 ბიპოლარულ ხაზად, რამაც შესაძლებელი გახადა თითოეული სტაბილიზატორის დატვირთვის დენის შემცირება მხოლოდ 200 mA-მდე და გაზარდოს ძაბვის ვარდნა მათზე 10 ვ-მდე. ამ რეჟიმში, თუნდაც მარტივი. ინტეგრირებულმა სტაბილიზატორებმა, როგორიცაა LM7815 და LM7915, დაამტკიცა, რომ შესანიშნავია აუდიო ჯაჭვების ჩართვაში. შესაძლებელი იყო უფრო "მოწინავე" LT317 და LT337 მიკროსქემების გამოყენება, მაგრამ იყო მრავალი ორიგინალური LM7815C და LM7915C Texas Instruments-დან, გამომავალი 1.5 A, რამაც განსაზღვრა არჩევანი. საერთო ჯამში, გამაძლიერებლის სიგნალის სქემების სიმძლავრე უზრუნველყოფილია ოცი ასეთი ინტეგრირებული სტაბილიზატორის გამოყენებით - 4 UN-სთვის და 16 VK-სთვის (ნახ. 4). დენის განყოფილების სტაბილიზატორის თითოეული წყვილი იკვებება 10 ც. BUF634T. ერთი წყვილი სტაბილიზატორი UN-ისთვის დატვირთულია ერთი არხის AD843+AD811 კომბინაციით. RC წრეს (მაგალითად, R51, C137) გაეროს სტაბილიზატორების წინ აქვს ორმაგი დანიშნულება: ის იცავს გამომსწორებელს შეღწევადი დენისგან, როდესაც PA დენის ჩართვისას და ქმნის ფილტრს წყვეტის სიხშირით, კიდეზე ქვემოთ. აუდიო დიაპაზონი (დაახლოებით 18 ჰც), რაც შესამჩნევად ამცირებს გამოსწორებული ძაბვის ტალღების ამპლიტუდას და სხვა ჩარევის დონეს, რაც მნიშვნელოვანია შეყვანის ეტაპებისთვის.

ელექტრომომარაგების კიდევ ერთი მახასიათებელია ის, რომ ყველა ფილტრის კონდენსატორების უმეტესი ნაწილი (160,000 μF 220,000 μF-დან) განლაგებულია სტაბილიზატორების შემდეგ, რაც შესაძლებელს ხდის საჭიროების შემთხვევაში ტვირთის მაღალი დენის მიწოდებას. თუმცა, ამან მოითხოვა რბილი დაწყების სისტემის "Soft Start" დანერგვა, რათა დაიცვას სტაბილიზატორები გამაძლიერებლის ჩართვისას და ბატარეის სიმძლავრის საწყისი დამუხტვა. როგორც ჩანს ნახ. 4, Soft Start ხორციელდება საკმაოდ მარტივად, ერთ ტრანზისტორზე (VT1), რომელიც დაგვიანებით (დაახლოებით 9 წმ) აკავშირებს დაბალი დენის რელეს K10, რომელიც, თავის მხრივ, მოიცავს 4 მაღალი დენის რელეს K11-K14, ოთხი ჯგუფით. კონტაქტები თითოეულში, ხურავს 16 დენის შემზღუდველ რეზისტორს ნომინალური მნიშვნელობით 10 Ohms (მაგალითად, R20, R21). ანუ, როდესაც გამაძლიერებელი ჩართულია, თითოეული სტაბილიზატორის მაქსიმალური პიკური დენი მკაცრად შემოიფარგლება 1,5 ა-მდე, რაც მისი ნორმალური მუშაობის რეჟიმია. მე არ ვიყენებ "რბილ დაწყებას" 220 V პირველად წრეში - დენის შემზღუდველი რეზისტორების გატეხვის ან მისი მილების შედუღების წერტილებზე კონტაქტის დაკარგვის შემთხვევაში, შესაძლებელია სერიოზული შედეგები მთელი PA-სთვის.

მომსახურების ფუნქციებისთვის, ელექტრომომარაგების განყოფილება პასუხისმგებელია ქსელის ძაბვის მთავარ ტრანსფორმატორებთან (K8 რელე) დაკავშირებაზე, Soft Start სისტემის კომპონენტების და შეყვანის ამომრჩევლის რელეზე, რომლის მიწოდების ძაბვა, სხვათა შორის, ასევე სტაბილიზებულია. . ასევე დანერგილია +5 V გამომავალი, რომელიც დაკავშირებულია კონექტორთან PA-ს უკანა პანელზე - ეს უკვე ერთგვარი სტანდარტია ჩემს გამაძლიერებლებში ნებისმიერი გარე ერთეულის ერთდროულად ჩართვისთვის. ამ გამაძლიერებელმა შეიძლება კარგად იმუშაოს როგორც გამაძლიერებელი გადართვის მოწყობილობა (წინასწარი გამაძლიერებელი) უფრო მძლავრი მონობლოკებისთვის, მაგალითად, რომელიც ჩაირთვება, როდესაც მათზე გამოყენებული იქნება საკონტროლო ძაბვა +5 ვ.

ჯერ აშენდა გამაძლიერებლის კვების წყარო, რადგან განვითარების პროცესის შემდგომი წინსვლა მოითხოვდა სრულფასოვანი ელექტრომომარაგების არსებობას, რათა პირველი გაშვება, ექსპერიმენტები და კონფიგურაცია განხორციელდეს რეალურ სამუშაო პირობებთან ახლოს რეჟიმში. ყველა დენის სქემის წარმატებით გაშვების შემდეგ, PA დაფაზე აწყობილი იქნა შეყვანის ამომრჩეველი, ჩართვის დაყოვნებისა და დინამიკის დაცვის განყოფილება, ასევე კომპოზიციური გამაძლიერებელი ერთი BUF634T (BUF41) გამომავალი, როგორც საბოლოო ეტაპი. როგორც ზემოთ აღვნიშნეთ, ამ 41-ე ბუფერს აქვს დაბალი მდუმარე დენი და არ საჭიროებს რადიატორზე ინსტალაციას, მაგრამ ყურსასმენები ახლა ადვილად იყო დაკავშირებული გამაძლიერებლის გამომავალთან, რამაც შესაძლებელი გახადა სმენის კონტროლი გაზომვებთან ერთად. მიკროსქემის გამართვის დასრულების შემდეგ ერთი გამომავალი ბუფერით თითოეულ არხზე, დარჩენილი იყო დარჩენილი 80 ნაწილის შედუღება. და ნახე რა გამოდის მისგან. მე არ მქონდა დადებითი შედეგის გარანტია და არც შეიძლებოდა ყოფილიყო - არ იყო ინფორმაცია სხვა დეველოპერების მიერ წარმატებით განხორციელებული მსგავსი პროექტების შესახებ. რამდენადაც მე ვიცი, არც რუსეთში და არც მის ფარგლებს გარეთ არ არსებობს პარალელურ ოპ-ამპერატორებზე დაფუძნებული დიზაინი მსგავსი შესრულებით.

შედეგი მაინც დადებითი იყო. მას შემდეგ, რაც გამაძლიერებელი აწყობილი იყო ალუმინის ზოლებით დამზადებულ მყარ შასზე, სადაც დაფიქსირდა ყველა გადართვის კონექტორი (ფოტო 1), შესაძლებელი იყო მისი დაკავშირება აუდიო სისტემასთან საბინაო გარეშე. პირველი მოსმენები დაიწყო, მაგრამ ამის შესახებ ცოტა მოგვიანებით - პირველ რიგში, რამდენიმე პარამეტრს მივცემ:

ფოტო 1

გამომავალი სიმძლავრე: 20W/4ohm, 10W/8ohm (კლასი A)

გამტარუნარიანობა: 0 Hz – 5 MHz (CD შეყვანა)

1.25Hz - 5 MHz (AUX, ფირის, LP შეყვანები)

გამომავალი ძაბვის დარტყმის სიჩქარე: 250 V/μs-ზე მეტი

მომატება: 26 dB

გამომავალი წინაღობა: 0,004 ohm

შეყვანის წინაღობა: 47 kOhm

შეყვანის მგრძნობელობა: 500 მვ

სიგნალი-ხმაურის თანაფარდობა: 113,4 დბ

ენერგიის მოხმარება: 75 W

ელექტრომომარაგების სიმძლავრე: 320 W

საერთო ზომები, მმ: 450x132x390 (ფეხების სიმაღლის გამოკლებით)

წონა: 18 კგ

პარამეტრებიდან გამომდინარე, მიკროსქემის დათვალიერების გარეშეც კი, აშკარაა, რომ გამაძლიერებელს არ აქვს შემავალი და გამომავალი ფილტრები, ასევე გარე სიხშირის კორექტირების სქემები. მაგრამ აღსანიშნავია, რომ ის სტაბილურია და მშვენივრად მუშაობს დაუფარავი ურთიერთდაკავშირების კაბელებითაც კი. 2 kHz 5V/div კვადრატული ტალღის ოსცილოგრამა 8 Ohm დატვირთვაზე თითქმის მაქსიმალური გამომავალი ძაბვის დონეზე საკმაოდ ინფორმაციულია ამ მხრივ (ფოტო 2).

ფოტო 2

ჩემი აზრით, ეს განპირობებულია „მიწის“ გამტარების სწორი გაყვანილობის გამო, ასევე მათი დიდი განივი ფართობით: 4 კვ.მმ-დან. 10 კვ.მმ-მდე. (ნაბეჭდი მიკროსქემის დაფებზე ტრეკების ჩათვლით).

არის ოსცილოგრამები, რომლებიც გადაღებულია 10 kHz, 20 kHz და 100 kHz სიხშირეებზე, მაგრამ ტესტები მაღალ სიხშირეებზე ჩატარდა დაბალი სიგნალის დონით, ასე რომ, შესასვლელში მაღალი წინაღობის მოცულობის კონტროლის არსებობა, ისევე როგორც R-C Zobel. წრე PA-ს გამომავალზე, რომელიც ჯერ კიდევ იმ დროს იყო, უკვე მოქმედებდა (კვადრატული ტალღა 100 kHz 50 mV/div - ფოტო 3).

ფოტო 3

სახლის აუდიო სისტემაში პირველივე მოსმენისას გაირკვა, რომ მოწყობილობა ჟღერდა და დადგა დრო, რომ შეუკვეთოთ ქეისი, რომ შეგეძლოთ გასტროლებზე წასვლა :) სამუშაოების დასრულებიდან 5 წელზე მეტი გავიდა პროექტი და პირველი მოსმენა. ამ დროის განმავლობაში ჩატარდა ათობით (70-ზე მეტი, უხეში შეფასებით) გამაძლიერებლის შედარებითი მოსმენის ტესტი ცნობილი მწარმოებლების ექსკლუზიური მილისა და ტრანზისტორი PA-ებით, ასევე მაღალი დონის საკუთრების დიზაინით. მიღებული ექსპერტების შეფასებების საფუძველზე შეგვიძლია ვთქვათ, რომ გამაძლიერებელი ხმის ბუნებრიობით არ ჩამოუვარდება ნეგატიური გამოხმაურების გარეშე აგებულ მოსმენილ Push-pull და ერთჯერადი მილისა და ტრანზისტორი გამაძლიერებლების უმეტესობას, მაგრამ ხშირად მნიშვნელოვნად აჭარბებს მათ მუსიკაში. რეზოლუცია. მილის ხმის ბევრმა მოყვარულმა და ერთციკლიანი PA-ების მიმდევრებმა OOS-ის გარეშე შეამჩნიეს, რომ ამ დიზაინში უარყოფითი გამოხმაურების მუშაობა პრაქტიკულად არ არის „გასაგონი“ და წრეში ბიძგ-გაყვანის გამომავალი ეტაპების არსებობა „არანაირ მითითებას არ იძლევა“. .

გამაძლიერებელი დაკავშირებული იყო სხვადასხვა აკუსტიკასთან - მათ შორის იყო ცნობილი რუსი მწარმოებლების დინამიკები: ალექსანდრე კლიაჩინი (მოდელები: MBV (MBS), PM-2, N-1, Y-1), საყვირის დინამიკები ალექსანდრე კნიაზევისგან, წიგნების თაროზე დინამიკები. Tulip Acoustics-ის პროფესიონალი დინამიკები, საშუალო და მაღალი ფასის კატეგორიის უცხოური ბრენდების დინამიკები: Klipsh, Jamo, Cerwin Vega, PBN Audio, Monitor Audio, Cabasse და მრავალი სხვა, განსხვავებული მგრძნობელობითა და შეყვანის წინაღობით, მრავალზოლიანი რთული და მარტივი კროსოვერის ფილტრებით, ფართოზოლოვანი ქსელი კროსოვერის ფილტრების გარეშე, დინამიკები განსხვავებული აკუსტიკური დიზაინით. განსაკუთრებული პრეფერენციები არ იყო გამოვლენილი, მაგრამ PA საუკეთესოდ ვლინდება იატაკზე მდგომ აკუსტიკაზე სრული დაბალი სიხშირის დიაპაზონით და, სასურველია, უფრო მაღალი მგრძნობელობით, რადგან გამომავალი სიმძლავრე დაბალია.

საწყის ეტაპზე მოსმენები არ იყო ორგანიზებული „სპორტული“ ინტერესის მიზნით - მათი მთავარი ამოცანა იყო ბგერაში რაიმე არტეფაქტის იდენტიფიცირება, რომლის გამოსწორებაც შეიძლებოდა. ამ თვალსაზრისით ძალიან ინფორმატიული და სასარგებლო მოსმენის სესიები იყო ალექსანდრე კლიაჩინის აუდიო სისტემაში, სადაც იყო უნიკალური შესაძლებლობა, შეეფასებინა გამაძლიერებლის ხმა ერთდროულად 4 სხვადასხვა დინამიკის მოდელზე და მე მომეწონა ერთ-ერთი ასეთი დინამიკი (Y -1) იმდენად, რომ ისინი მალე გახდნენ ჩემი სახლის აუდიო სისტემების კომპონენტები (ფოტო 4). ბუნებრივია, ძალიან სასიამოვნო იყო ჩემი პროდუქტის მაღალი შეფასების და დიდი გამოცდილების მქონე აუდიო ექსპერტის მხრიდან გარკვეული კომენტარების მიღება.

ფოტო 4

რუსული Hi-End-ის ცნობილი ოსტატის იური ანატოლიევიჩ მაკაროვის აუდიო სისტემამ (ფოტო 5, PA მოსმენის დროს), რომელიც აშენდა სპეციალურად აღჭურვილ მოსასმენ ოთახში და იყო მინიშნება ყველა თვალსაზრისით, მნიშვნელოვანი კორექტირება მოახდინა ამ გამაძლიერებლის დიზაინში: Zobel-ის წრე ამოღებულია PA-ს გამოსასვლელიდან და მთავარი შეყვანა გაკეთდა იზოლაციის კონდენსატორის გვერდის ავლით. ამ აუდიო სისტემაში შეგიძლიათ მოისმინოთ ყველაფერი და კიდევ უფრო მეტი, ამიტომ ძნელია მისი წვლილის გადაჭარბება და იური ანატოლიევიჩის რჩევები გამაძლიერებლის ხმის დაზუსტების პროცესში. მისი აუდიო სისტემის შემადგენლობა: წყარო - ტრანსპორტი და DAC ცალკე Mark Levinson 30.6 ელექტრომომარაგებით, Montana WAS დინამიკები PBN Audio-დან, უკომპრომისო ერთჯერადი მილის გამაძლიერებელი "იმპერატორი" და ყველა ანტიფაზური კაბელი, რომელიც შექმნილია Yu.A. მაკაროვა. Montana WAS დინამიკის ქვედა შეზღუდვის სიხშირე 16 ჰც (-3 დბ) შესაძლებელი გახადა შემაერთებელი კონდენსატორის „წვლილის“ შეფასება და ამასთან საკმაოდ მაღალი ხარისხის (MKP Intertechnik Audyn CAP KP-SN), მუსიკალური სიგნალის დაბალი სიხშირის დიაპაზონის დამახინჯებამდე და აუდიო სისტემის უმაღლესი მუსიკალური გარჩევადობით - უარყოფითი ზემოქმედების გამომავალი ფილტრის მოსმენა, R-C Zobel მიკროსქემის სახით, რომელიც არ იმოქმედებდა სტაბილურობაზე. გამაძლიერებელი და მალევე ამოიღეს დაფიდან. გარე დაბალი Ohm ხმის კონტროლის დაკავშირებამ 100 Ohm-დან 600 Ohm-მდე (სტანდარტული RG დაყენებული იყო მაქსიმალურ პოზიციაზე) მე მესმოდა ის ფაქტი, რომ ჩემს გამაძლიერებელში გამოყენებული მაღალი ხარისხის დისკრეტული DACT 50 kOhm რეგულატორიც კი კარგი იქნებოდა ჩანაცვლება. უფრო დაბალი ღირებულება (ჩემთან დაკავშირებული გარედან, 600 Ohm RG, როგორც ჩანს, საუკეთესო იყო), მაგრამ ამისათვის საჭირო იქნებოდა საკმაოდ ბევრი რამის გადაკეთება და გადაწყდა ამ და სხვა დაგროვილი გაუმჯობესებების განხორციელება. ახალი პროექტი.

ფოტო 5

ალბათ უნდა აღინიშნოს გამაძლიერებლის მონაწილეობა 2011 წელს გამოფენაში (ფოტო 6), როგორც ერთადერთი არაკომერციული პროექტი, რომლის შესახებ მასალა გამოქვეყნდა ჟურნალ Stereo&Video-ში 2012 წლის იანვარში, სადაც გამაძლიერებელს ეწოდა "წლის აღმოჩენა". დემონსტრაცია ჩატარდა Tulip Acoustics-ის დინამიკებით, რომლებსაც აქვთ მგრძნობელობა 93 დბ, 8 ohms წინააღმდეგობით და, უცნაურად საკმარისი იყო, ხელმისაწვდომი 10 W/8 ohms საკმარისი იყო დიდ დარბაზში მაღალი დონის ფონური ხმაურით. 10 ვტ A კლასის გამაძლიერებლიდან, რომელშიც გამომავალი სიმძლავრის თითოეული ვატი საკმარისად არის უზრუნველყოფილი ელექტრომომარაგების ენერგეტიკული სიმძლავრით, სუბიექტურად უფრო ხმამაღლა აღიქმება, ჩემი დაკვირვებით, ვიდრე უფრო მაღალი გამომავალი სიმძლავრის მქონე გამაძლიერებლის ხმა. მაგრამ ბოლო ეტაპებით, რომელიც შეიცავს შიშველ დნობას.

ფოტო 6

გამოფენის შემდეგ მე მივიღე უფრო ხშირი მოთხოვნა ელექტრონული ფოსტით და პირადი შეტყობინებები ფორუმებიდან მათგან, ვისაც სურდა პროექტის განმეორება, მაგრამ გარკვეული სირთულეები წარმოიშვა - ინფორმაციის მხარდაჭერა ყველას მიეწოდა, მაგრამ ჩემი დაფები დახატული იყო გრაფიკულ ქაღალდზე, ორივეზე. გვერდები და არ იყო შესაფერისი ფაილში სკანირებისთვის, რადგან ქაღალდი გამჭვირვალე იყო და შედეგი თითქმის წაუკითხავი ნახატი იყო. დასრულებული ბეჭდური მიკროსქემის გარეშე, დიზაინის გამეორება ძალიან რთული გახდა და ენთუზიაზმი გაქრა. ახლა, პორტალის ფორუმზე ვეგალაბი. ru, ხელმისაწვდომია დაფის ელექტრონული ვერსია, რომლის ავტორია ვლადიმერ ლეპეხინი რიაზანიდან, PCB განლაგების ცნობილი სპეციალისტი რუსულენოვან ფორუმებზე. დაფა თავისუფლად არის ხელმისაწვდომი, მისი ბმული დევს ამ გამაძლიერებლის შესახებ თემის პირველ პოსტში. თემის პოვნა ძალიან მარტივია: უბრალოდ ჩაწერეთ ფრაზა „Prophetmaster გამაძლიერებელი“ Yandex-ის ან სხვა საძიებო პროგრამის საძიებო ზოლში. სწორედ ამ დაფაზე იყო ფორუმის ერთ-ერთი მონაწილე ვეგალაბი- გომელელმა სერგეიმ (Serg138) მოახერხა ამ პროექტის გამეორება და ძალიან კარგი შედეგის მიღება. ინფორმაცია PA-ს ამ განხორციელების შესახებ და მისი დიზაინის ფოტოები ასევე შეგიძლიათ იხილოთ შესაბამის თემაში, პირველი პოსტის ბმულების შემდეგ.

რამდენიმე რჩევა:

ელექტროლიტური კონდენსატორების არჩევისას ვხელმძღვანელობდი ESR-ის და გაჟონვის დენის საკუთარი გაზომვებით, რის გამოც გამოვიყენე ორიგინალური Jamicon. მე კონკრეტულად ჩავდე სიტყვა „ორიგინალი“, რადგან ისინი ძალიან ხშირად ფალსიფიცირებულია და ბევრს ალბათ უკვე შეხვდა დაბალი ხარისხის პროდუქცია ამ მწარმოებლის ბრენდის ქვეშ. მაგრამ სინამდვილეში, ეს არის საუკეთესო კონდენსატორები აუდიო სქემების გამოსაყენებლად.

ხმის კონტროლი დაყენებულია DACT 50 kOhm-ზე. ახლა მე ავირჩევდი მათ ყველაზე დაბალ რეიტინგს - 10 kOhm ან გამოვიყენებდი ნიკიტინის სარელეო რეგულატორს მუდმივი შეყვანისა და გამომავალი წინააღმდეგობით 600 Ohms. RG ტიპის ALPS RK-27 ბევრად უარესი იქნება და არ არის რეკომენდებული გამოსაყენებლად.

მთლიანობაში, 90 μF-ზე მეტი ფირის კონდენსატორები დამონტაჟებულია ელექტროლიტების შუნტებში. ჩემს დაფებს აქვს 70-იანი წლების "ვინტაჟური" ევოქსი, რომელიც შემთხვევით მივიღე, მაგრამ პოლიპროპილენი Rifa PEH426, Wima MKP4, WimaMKP10 არ იქნება უარესი.

მე გირჩევთ Finder-ს დენის განყოფილების რელეებისთვის, AC დაცვისთვის და რბილი გაშვებისთვის, ხოლო შეყვანის სელექტორისთვის საჭიროა გამოიყენოთ მხოლოდ რელეები, რომლებსაც აქვთ მინიმალური გადართვის დენი თავის პარამეტრებში. ასეთი რელეების რამდენიმე მოდელი არსებობს, მაგრამ ისინი არსებობს.

შიდა მაღალსიჩქარიანი მაკორექტირებელი დიოდები KD213 (10 A) ან KD2989 (20 A) ბოლო ეტაპის კვებისას უკეთესი იქნება, ვიდრე იმპორტირებული უმეტესობა.

მინდა აღვნიშნო, რომ გამაძლიერებლის მიკროსქემის დიზაინი საკმაოდ მარტივია, მაგრამ ასეთ მაღალსიჩქარიან და ფართოზოლოვან მიკროსქემებთან მუშაობისთვის საჭიროა შესაბამისი უნარები და საზომი ინსტრუმენტები - ფუნქციის გენერატორი, ოსცილოსკოპი, რომლის გამტარუნარიანობა მინიმუმ 30 MHz. (სასურველია 50 MHz).

დასასრულს მინდა ვთქვა, რომ დასკვნა, რომელიც მე გავაკეთე ექსპერიმენტების შედეგებზე დაყრდნობით, ასევე ამ პროექტზე მუშაობისას და მისი შემდგომი დახვეწის დროს, არ არის აბსოლუტური ჭეშმარიტების პრეტენზია. მიზნის მიღწევის საკმაოდ ბევრი გზა არსებობს, რაც ამ შემთხვევაში მაღალი ხარისხის ჟღერადობაა და თითოეული მათგანი გულისხმობს ღონისძიებების ერთობლიობას, რამაც შეიძლება ინდივიდუალურად არ მოიტანოს დადებითი შედეგი. ამიტომ, ამ სფეროში მარტივი რეცეპტები არ არსებობს.

გამაძლიერებლის ფოტოები დანიური კომპანია DACT-ის ვებსაიტზე:

პატივისცემით, ოლეგ შამანკოვი ( წინასწარმეტყველო)

OPAMP-ზე დაფუძნებული გამაძლიერებელი კასკადები

1. უარყოფითი ძაბვის უკუკავშირით დაფარული მოქმედი გამაძლიერებლების თვისებები

ნახაზი 8.1 გვიჩვენებს op-amp-ის წრედს უკუკავშირით.

სურათი 8.1. უარყოფითი გამოხმაურების გენერირების სქემა

უკუკავშირი იქმნება სქემით ზ ო.კ. , რომელიც უზრუნველყოფს გამომავალი სიგნალის ენერგიის ნაწილის დაბრუნებას OUმის ინვერსიულ შეყვანაზე. Ამიტომაც OSარის უარყოფითი. წრედის შეყვანის სიგნალიდან OSარის ძაბვის უკუკავშირი. ამასთან დაკავშირებით, მიღებული გამაძლიერებლის გამომავალი წინაღობა მნიშვნელოვნად ნაკლები იქნება გამოყენებული საოპერაციო გამაძლიერებლის გამომავალ წინაღობაზე:

ზ გასვლა გარემოს დაცვაზე = ზ გამომავალი / (1 +  კ ), (8.1)

სად  - ჯაჭვის გადაცემის კოეფიციენტი OS;

TO - მოგება OP.

ამრიგად, გამომავალი წინააღმდეგობის შედარებით მცირე მნიშვნელობა OUკიდევ უფრო მცირდება.

სიგნალთან შედარებით ( უ შეყვანა 1 ), მიეწოდება ინვერსიულ შეყვანას, მიკროსქემის გამომავალს OOCაღმოჩნდება, რომ დაკავშირებულია პარალელურად და სიგნალთან შედარებით ( უ vx2 ), მიეწოდება არაინვერსიულ შეყვანას, სერიულად. ამიტომ, ამ ორი სიგნალის წყაროსთვის შეყვანის წინაღობა შეიძლება განსხვავდებოდეს.

მოდით მივიღოთ კიდევ რამდენიმე გამონათქვამი, რომელიც მოგვიანებით იქნება გამოყენებული.

იმიტომ რომ OPარის დიფერენციალური გამაძლიერებელი, შემდეგ გამომავალი ძაბვა

სად .

Იმის გათვალისწინებით TO შესანიშნავი (იდეალურად OU TO ), და გამომავალი ძაბვა შეზღუდულია (მინიმუმ ელექტრომომარაგების ძაბვის მნიშვნელობებით, ვიღებთ:

კვანძისთვის წერტილში ა შეიძლება დაიწეროს:

თუ რ შეყვანა  რ OS (იდეალურად OU რ შეყვანა  ), მაშინ

შემდეგში, ამ გამონათქვამების გარდა, მიღებულია იდეალურობის ინდიკატორების საფუძველზე OU,ცალკეული სქემების გაანალიზებისას, ჩვენ უგულებელყოფთ ნულოვანი ოფსეტური ძაბვის ( უ სმ ), შეყვანის დენები ( მე შეყვანა ,  მე შეყვანა ) და მათი დრიფტები.

2. ხაზოვანი სქემები

2.1. ინვერსიული გამაძლიერებელი

ნახაზი 8.2 გვიჩვენებს უმარტივესის დიაგრამას ინვერსიული გამაძლიერებელი. არაინვერსიული შეყვანა დასაბუთებულია, ე.ი. არის ნულოვანი ძაბვა ( უ vx2 სურათი 8.1 უდრის ნულს). შეყვანის სიგნალი რეზისტორის საშუალებით რ 1 მიეწოდება ინვერსიულ შეყვანას . ოპერაციული გამაძლიერებელი დაფარულია პარალელური უარყოფითი ძაბვის უკუკავშირით რეზისტორის მეშვეობით რ OS . მოდი ვიპოვოთ გამონათქვამი წრედის მომატებისთვის.

სურათი 8.2. ინვერსიული გამაძლიერებელი

გამოთქმის შესაბამისად (8.3)

უ ა = უ ბ = 0 (8.5)

მაშასადამე, წერტილის პოტენციალი ა პირველი მიახლოებით, ეს უდრის საერთო ავტობუსის - „მიწის“ პოტენციალს. ამიტომ, ამ პუნქტს ეწოდა "ვირტუალური მიწა".

მიღებული მნიშვნელობის გამოყენებით, ჩვენ ვპოულობთ დენებს, რომლებიც შედის (8.4)

. (8.7)

მათი გათანაბრება და იმის გათვალისწინება TO = უ გარეთ / უ in,ვიღებთ ინვერსიული გამაძლიერებლის მოგებისთვის

, (8.8)

სადაც მინუს ნიშანი მიუთითებს გამომავალი სიგნალის ფაზის ცვლილებაზე შემავალი სიგნალის ფაზასთან შედარებით 180 0-ით (გამომავალი ძაბვა არის ანტიფაზაში, ინვერსიული, შეყვანის ძაბვით). ამასთან დაკავშირებით, თუ შეყვანის სიგნალი იზრდება, მაშინ გაძლიერებული გამომავალი სიგნალი მცირდება და პირიქით, კლებადი შეყვანის სიგნალი შეესაბამება მზარდ გამომავალ სიგნალს. გამაძლიერებლების განხილვისას მსგავს ფენომენს უკვე შევხვდით OE, შესახებდა OI.

(8.8)-დან ცხადია, რომ ინვერსიულ გამაძლიერებელს შეიძლება ჰქონდეს რაიმე მოგება, როგორც ერთიანობაზე მეტი, ასევე ნაკლები.

პარალელური უარყოფითი ძაბვის უკუკავშირი ამცირებს გამაძლიერებლის გამომავალს (იხ. (8.1)) და გამომავალ წინაღობას. ამ უკანასკნელის მნიშვნელობა, პირველი მიახლოებით, შეიძლება განისაზღვროს "ვირტუალური დედამიწის" კონცეფციის გამოყენებით. ვინაიდან ძაბვა წერტილში ა უდრის ნულს, მაშინ შეყვანის სიგნალის წყაროსთვის "როგორც ჩანს", რომ რეზისტორი დაკავშირებულია მის შეყვანებს შორის R1 , ე.ი.

რ ჩვენში და = რ 1 . (8.9)

როგორც ნაჩვენებია წინა ნაწილში, შესავალი OOCაფართოებს გაძლიერებული სიხშირეების დიაპაზონს. ფიგურაში ნაჩვენებია ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი OUდა ამის საფუძველზე შექმნილი ინვერსიული გამაძლიერებელი OU.

სურათი 8.3. ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი OUდა ინვერსიული გამაძლიერებელი

ორიგინალის დიდი მოგების ფაქტორები OUშეესაბამება ძალიან ვიწრო სიხშირის დიაპაზონს - ნულიდან დაახლოებით რამდენიმე ათეულ/ასეულ ჰერცამდე.

ინვერსიული გამაძლიერებლის ბრტყელი მომატება ვრცელდება ზედა სიხშირეზე, რომელიც ტოლია:

2.2. არაინვერსიული გამაძლიერებელი

არაინვერსიული გამაძლიერებლის წრე ნაჩვენებია ნახაზზე 8.4.

სურათი 8.4. არაინვერსიული გამაძლიერებელი

შეყვანის სიგნალი მიდის არაინვერსიულ შეყვანაზე OUგამყოფის მეშვეობით R2 , R3 . პირდაპირი შეყვანის ძაბვა

სად TO საქმეები – გამყოფის გაყოფის ფაქტორი R2 , R3 .

შეყვანის ინვერსია OUდამიწებული რეზისტორის მეშვეობით R1 . შეყვანის ძაბვის ინვერსია

.

ამ ძაბვების გათანაბრება (8.3-ზე დაყრდნობით), ვიღებთ

, (8.11)

არაინვერსიულ გამაძლიერებელში გამომავალი ძაბვა შეყვანის ფაზაშია. (8.11) გამომდინარეობს, რომ არაინვერსიული გამაძლიერებლის მომატება შეიძლება იყოს 1-ზე ნაკლები მხოლოდ გამყოფის გამოყენებისას TO საქმეები  1. შეყვანის გამყოფის არარსებობის შემთხვევაში ( რ 2 = 0; რ 3   ) მოგება ყოველთვის უფრო მეტია ვიდრე ერთიანობა.

სერიის უარყოფითი ძაბვის უკუკავშირი ამცირებს გამომავალ წინაღობას და ზრდის მთელი გამაძლიერებლის შეყვანის წინაღობას. ინვერსიული გამაძლიერებლის გამომავალი წინაღობა უარყოფითი ძაბვის უკუკავშირის გამო შეიძლება ჩაითვალოს ნულთან ახლოს, ინვერსიული გამაძლიერებლის მსგავსი (იხ. 8.1).

შეყვანის წინაღობა OUსერიული უარყოფითი გამოხმაურების გამო იზრდება თუნდაც შეყვანის წინაღობასთან შედარებით OUდიფერენციალური სიგნალი. მისი მნიშვნელობა განისაზღვრება საერთო რეჟიმის სიგნალის წინააღმდეგობით.

თუ არის შეყვანის გამყოფი

რ შეყვანა = რ 2 + რ 3 . (8.12)

არაინვერსიული გამაძლიერებლის ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი მსგავსია სიხშირის პასუხიინვერსიული გამაძლიერებელი (იხ. სურათი 8.3).

2.3. Op-amp-ზე დაფუძნებული გამეორებები

ზოგჯერ, სხვადასხვა ელექტრონული სქემების აგებისას, საჭიროა გამაძლიერებლის ეტაპები, რომლებსაც აქვთ (აბსოლუტური მნიშვნელობით) ერთიანობის მომატების ფაქტორები ( გამეორებები).

ყველაზე ხშირად, მათი დიზაინი ემყარება არაინვერტირებულ გამაძლიერებელ წრეს შეყვანის წინააღმდეგობის გამყოფის გარეშე, რაც უზრუნველყოფს ძალიან მაღალ შეყვანის წინაღობას. განმეორებადი, (8.11) მიხედვით ( TO საქმეები= 1) შეიძლება განხორციელდეს 3 გზით (სურათი 8.5):

რ OS = 0 (გამოსვლის პირდაპირი კავშირი ინვერსიულ შეყვანასთან);

რ 1 =  (შესვენება წრედში, რომელშიც ის შედის R1 ) და ბოლოს

რ OS = 0 და ამავე დროს რ 1 = .

განმეორებითი წრე ყველაზე მარტივად ხორციელდება მესამე შემთხვევაში (სურათი 8.5c), თუმცა პრაქტიკაში ასევე გამოიყენება არაინვერსიული გამეორებების სხვა ვერსიები. გთხოვთ გაითვალისწინოთ, რომ დარჩენილი რეზისტორის მნიშვნელობა სქემებში 8.5, a, b ნახატებში საერთოდ არ მოქმედებს გამეორების ერთიანობის მომატებაზე.

სურათი 8.5. არაინვერსიული გამეორებები ძაბვის საფუძველზე OU

განმეორებითი ძაბვები ასევე შეიძლება დაპროექტდეს ინვერსიული გამაძლიერებლის საფუძველზე, თუ მასში არჩეულია იგივე წინააღმდეგობის მქონე რეზისტორები (სურათი 8.2). რ 1 = რ OS .

2.4. Op-amp-ზე დაფუძნებული დამმატებლები

დამმატებელიარის ელექტრონული მოწყობილობა, რომელსაც აქვს რამდენიმე შემავალი და ერთი გამომავალი, რომლის ძაბვა პროპორციულია ყველა შეყვანის ძაბვის ჯამისა. ასეთი მოწყობილობები გამოიყენება, როდესაც საჭიროა სხვადასხვა წყაროდან სიგნალების გაერთიანება ერთ არხში (მაგალითად, მიქსერებში, ხმის ჩაწერის ტექნოლოგიაში ზედუბლინგი და ა.შ.)

დამმატებლის წრე ეფუძნება OUნაჩვენებია სურათზე 8.6. მას აქვს ორი შეყვანა, მაგრამ მეტის გამოყენება შესაძლებელია ვირტუალურ დამიწის წერტილთან რეზისტორების საშუალებით მათი შეერთებით ა .

სურათი 8.6. დამმატებელი ჩართულიაOU

გამომავალი ძაბვის დამოკიდებულების დასადგენად შეყვანის ძაბვაზე გამოვიყენებთ სუპერპოზიციის პრინციპს და გამონათქვამებს (8.3) და (8.4):

,

სად . (8.13)

ჩანს, რომ შეყვანის სიგნალებს ემატება საკუთარი წონის კოეფიციენტები - თითოეული შეყვანის სიგნალი დამატებით მრავლდება გარკვეულ კოეფიციენტზე, რომელიც განსაზღვრავს მის წვლილს მთლიან გამომავალ სიგნალში. წონის კოეფიციენტი მოცემულია წრეში რეზისტორის წინააღმდეგობის თანაფარდობით OSრეზისტორის წინააღმდეგობას შესაბამის შეყვანის წრეში. შეჯამება ხორციელდება ნიშნის ცვლილებით (შეყვანის სიგნალების ინვერსია). თუ ჩვენ ვასრულებთ ურთიერთობას რ OS = რ 1 = რ 2 , მაშინ შეიძლება შესრულდეს ორი შემავალი სიგნალის სუფთა ჯამი. თუ მხოლოდ ურთიერთობა არსებობს რ 1 = რ 2 , შემდეგ გამოიყენეთ რ OS თქვენ შეგიძლიათ კიდევ უფრო გააფართოვოთ მიღებული თანხა.

2.4. Op-amp-ზე დაფუძნებული დიფერენციალური გამაძლიერებელი (subtractive გამაძლიერებელი)

უმარტივესი დიაგრამა დიფერენციალურიგამაძლიერებელი ( გამომკლებელი) ნაჩვენებია სურათზე 8.7.

სურათი 8.7. დიფერენციალური გამაძლიერებელი ამისთვისOU

სუპერპოზიციის პრინციპზე დაყრდნობით შეგვიძლია დავწეროთ

(8.14)

თუ ურთიერთობა გრძელდება რ 3  რ 1 = რ OS  რ 2 , რომელიც ექვივალენტურია

შემდეგ (8.14) გარდაიქმნება

რომელიც შეესაბამება დიფერენციალური გამაძლიერებლის კონცეფციას, ხოლო გამოთქმა (8.14) აღწერს დიფერენციალურ (გამოკლებით) გამაძლიერებელს თავისი შეწონილი კოეფიციენტებით თითოეული სიგნალისთვის.

უნდა აღინიშნოს, რომ რაც უფრო ზუსტად დაკმაყოფილდება ბოლო კავშირი (8.15), მით უფრო ზუსტად იქნება უზრუნველყოფილი განსხვავება ორ შეყვანის ძაბვას შორის. ამიტომ დიფერენციალური გამაძლიერებლების დაპროექტებისას უნდა იქნას გამოყენებული მაღალი სიხშირის და მაღალი სტაბილურობის რეზისტორები. ნათელია, რომ უფრო ადვილია ოთხი იდენტური რეზისტორების გამოყენება ( რ 1 = რ 2 = რ 3 = რ OS = რ ), და შედეგად მიღებული სიგნალის აუცილებელი დამატებითი გაძლიერება შეიძლება განხორციელდეს შემდგომ ეტაპებზე. განსაკუთრებით ზუსტი განსხვავების სქემების მისაღებად, შეიძლება საჭირო გახდეს ერთ-ერთი წინააღმდეგობის დამატებითი კორექტირება. შეგვიძლია ვივარაუდოთ, რომ საერთო რეჟიმის კომპონენტის შემზღუდველი მომატება განისაზღვრება KOSS OU,რომელიც შეიძლება იყოს საკმაოდ მცირე (იხ. სექცია 7).

დიფერენციალური გამაძლიერებლის გარკვეული მინუსი არის ის, რომ დიფერენციალური საფეხურის შეყვანის წინაღობა ორ შეყვანაში განსხვავდება ერთმანეთისგან.

გარდა ამისა, ზუსტი კონვერტაციის უზრუნველსაყოფად, აუცილებელია სიგნალის წყაროს შიდა წინააღმდეგობის შეზღუდვა ან, რაც იგივეა, დიფერენციალურ წრეში ყველა რეზისტორების წინააღმდეგობის გაზრდა.

ამიტომ, ზოგიერთ შემთხვევაში აუცილებელია უფრო რთული სქემების გამოყენება DU. ამ პრობლემების რადიკალური გადაწყვეტა არის რეპეტიტორების ჩართვა OUთითოეულ შეყვანაზე, მაგრამ უმჯობესია გამოიყენოთ კარგი ინსტრუმენტული გამაძლიერებელი წრე.

2.5. დიფერენციატორი და ინტეგრატორი op-amp-ზე დაფუძნებული

ჩვენ ვიყენებთ კონდენსატორს ინვერსიული გამაძლიერებლის შეყვანის წრეში (სურათი 8.8a).

სურათი 8.8. დიფერენციატორი და ინტეგრატორი ეფუძნება OU

ცნობილია, რომ ტევადობაზე გამავალი დენი უდრის ტევადობის ნამრავლს და კონდენსატორის ფირფიტებზე პოტენციური სხვაობის წარმოებულს. (8.3) გათვალისწინებით ვწერთ

(8.17)

სად მე თან - დენი შეყვანის წრეში, რომელიც გადის კონდენსატორში თან .

(8.4) და (8.7) საფუძველზე გვაქვს

ან , (8.18)

იმათ. გამომავალი ძაბვა არის შეყვანის "შებრუნებული" დიფერენციალი, პროპორციულობის კოეფიციენტით ტოლი ( რ თან ).

მოდით გავცვალოთ კონდენსატორი და რეზისტორი (სურათი 8.8b). შემდეგ, წინა მსგავსი მოქმედებების შესრულებისას, მივიღებთ:

,

ამ გამონათქვამის მარცხენა და მარჯვენა მხარის ინტეგრირება დროთა განმავლობაში დიაპაზონში 0 ადრე ტ , ჩვენ ვიპოვით

, (8.19)

სად უ გარეთ 0 – ძაბვა წრედის გამოსავალზე ზე ტ = 0.

ამრიგად, გამომავალი ძაბვა პროპორციულია შეყვანის ძაბვის ინტეგრალისა.

იმიტომ რომ უ გარეთ 0 ასევე არის ძაბვა, რომელზეც კონდენსატორი დამუხტულია დროის საწყის მომენტში, ეს ქმნის გარკვეულ სირთულეებს ინტეგრატორის სქემების პრაქტიკულ განხორციელებაში - კონდენსატორი იტენება მუდმივი შეყვანის დენით. OU, რაც საბოლოოდ იწვევს გაჯერებამდე. ამ ფენომენის თავიდან ასაცილებლად, გამოიყენება კონტროლის ორი მეთოდი:

სიმძლავრის პერიოდული გამონადენი გადამრთველის დახურვის შედეგად TO , დგას კონდენსატორის პარალელურად;

პირობების უზრუნველყოფა, რომლებშიც შეყვანის დენი OUმნიშვნელოვნად ნაკლები იქნებოდა სიგნალით გამოწვეულ დენებს.

2.5. უმარტივესი ფილტრები ოპ-ამპერებზე დაფუძნებული

შევქმნათ ინვერსიული გამაძლიერებლის შეყვანის წრე რიგად დაკავშირებული კონდენსატორიდან და რეზისტორიდან (სურათი 8.9a).

სურათი 8.9. უმარტივესი ფილტრების საფუძველზე OU

თუ გავიმეორებთ ყველა მათემატიკურ ტრანსფორმაციას, რომელიც გაკეთდა ინვერსიული გამაძლიერებლისთვის, მივიღებთ

იმის გამო, რომ ტევადობის რეაქტიულობა დამოკიდებულია სიგნალის სიხშირეზე ვ

, (8.21)

მაშინ მოგების სიდიდე შემცირდება სიხშირის კლებასთან ერთად. ზე ვ = 0 TO ულვაში = 0. სიხშირის მატებასთან ერთად, ის ასიმპტომურად მიუახლოვდება გამოხატვის (8.8) შესაბამის მნიშვნელობას. ამრიგად, მოწყობილობა მიიღება სიხშირის პასუხირომელიც შეესაბამება მაღალგამტარ ფილტრს ( HPF, ნახაზი 8.10,ა) პირველი რიგი.

სურათი 8.10. აქტიური ფილტრების ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის მახასიათებლების საფუძველზე OU: ა - HPF, ბ - LPF, V - PF.

არ უნდა დაგვავიწყდეს, რომ ნამდვილ ფილტრს ექნება ჩამორთმევა სიხშირის პასუხიმაღალ სიხშირეებზე, რაც გამოწვეულია გამოყენებული მაღალი სიხშირის თვისებებით OP(იხ. გამოთქმა (8.10)). ამიტომ, იმისათვის, რომ მოცემულმა სტრუქტურამ ეფექტურად შეასრულოს ფუნქციები HPFაუცილებელია დამუშავებული სიგნალის ზედა სიხშირე ვ -თან ერთად საგრძნობლად ნაკლები იყო ვ OU-ში .

განხილულის ქვედა ათვლის სიხშირე HPF 3 დბ ჩამორთმევის დონით

კონდენსატორს რეზისტორის პარალელურად ვატარებთ ინვერსიული გამაძლიერებლის უკუკავშირის წრეში (სურათი 8.9ბ). წინა მსგავსი მიდგომების გამოყენებით, ჩვენ ვიღებთ

სად . - წინააღმდეგობა, რომელიც ექვივალენტურია კონდენსატორისა და რეზისტორის პარალელური კავშირის.

სიხშირის მატებასთან ერთად, რეზისტორის წინააღმდეგობა სულ უფრო და უფრო შემცირდება ტევადობის რეაქტიულობის შემცირებით. ეს გამოიწვევს მიკროსქემის წინააღმდეგობის მოდულის შემცირებას OSდა, შედეგად, მომატების მოდულის შემცირება. სიხშირის შემცირებით, მომატება ასიმპტომურად მიახლოვდება მნიშვნელობას TO = რ OS / რ 1 . მაშასადამე, სქემა 8.9b-ზე შეესაბამება დაბალი გამტარ ფილტრს ( LPF) პირველი შეკვეთა.

ანალიზის ზედა ათვლის სიხშირე LPF 3 დბ ჩამორთმევის დონით

ფაქტობრივი ზედა გათიშვის სიხშირე არ შეიძლება იყოს აღემატება ზედა გათიშვის სიხშირეს ვ OU-ში , რაც გამოწვეულია გამოყენებული მაღალი სიხშირის თვისებებით OP. Ამიტომაც

თუ ამ ორ წრეს დააკავშირებთ, მიიღებთ გამტარ ფილტრს ( PF), ქვედა და ზედა ათვლის სიხშირე განისაზღვრება ტევადობისა და ელემენტების წინააღმდეგობის პროდუქტებით შესაბამის სქემებში (გამონათქვამები მსგავსია (8.22) და (8.24)). რა თქმა უნდა, გამოთვლებმა უნდა დაიცვას აშკარა კავშირი

ვ OU-ში  ვ ვ  ვ ნ .

3. არაწრფივი სქემები

3.1. შესავალი შენიშვნები

დაფუძნებული OUგამაძლიერებლები სხვადასხვა არაწრფივი ამპლიტუდის მახასიათებლებით შეიძლება ადვილად აშენდეს. როგორც წესი, ასეთი გამაძლიერებლები შექმნილია კონტროლის, მონიტორინგისა და გაზომვის სისტემებში გამოყენებული სხვადასხვა სენსორების მახასიათებლების არაწრფივობის გამოსასწორებლად. მაგალითად, თუ სენსორის გადაცემის მახასიათებელს აქვს მრუდის ფორმა 1 8.11 სურათზე, მაშინ იდეალური გამაძლიერებლის შემთხვევაში, გამომავალი სიგნალი შეიცვლება იმავე კანონის მიხედვით, რაც ხშირად მიუღებელია. ამიტომ, მიზანშეწონილია გამაძლიერებელში შეიყვანოთ ბმული, რომელსაც აქვს ამპლიტუდის (გადაცემის) მახასიათებელი გამოყენებული სენსორის (მრუდის) მახასიათებლის საწინააღმდეგოდ. 2 , ნახატი). ნათელია, რომ ამ შემთხვევაში გამომავალ სიგნალს ექნება წრფივი დამოკიდებულება შეყვანის გაზომილ მახასიათებელზე (სწორი ხაზი 3).

სურათი 8.11. სენსორის (a) და კორექტირების გამაძლიერებლის (ბ) გადაცემის მახასიათებლები

ზოგიერთ შემთხვევაში აუცილებელია შებრუნებული პრობლემის გადაჭრა - გადაცემის მახასიათებლის მიღება, რომელიც იცვლება რომელიმე მოცემული კანონის მიხედვით.

ამ პრობლემების გადაჭრა შესაძლებელია არაწრფივი სქემების გამოყენებით OU.

3.2. ლოგარითმული გამაძლიერებელი

ლოგარითმული გამაძლიერებელიაქვს არაწრფივი ამპლიტუდის მახასიათებელი (სურათი 8.12), რომელიც შეესაბამება გამომავალი ძაბვის ლოგარითმულ დამოკიდებულებას შეყვანაზე უ გარეთ = ჟურნალი (უ შეყვანა ) . ასეთი გამაძლიერებელი ზოგჯერ გამოიყენება იმ შემთხვევებში, როდესაც აუცილებელია გაძლიერებული სიგნალების დინამიური დიაპაზონის შემცირება, რადგან ის აძლიერებს მცირე ამპლიტუდის სიგნალებს უფრო დიდი მომატებით, ვიდრე დიდი ამპლიტუდის სიგნალები.

სურათი 8.11. ლოგარითმული გამაძლიერებლის ამპლიტუდური პასუხი

ლოგარითმული გამაძლიერებელი ჩვეულებრივ ეფუძნება ინვერსიულ გამაძლიერებელს OU,რომელშიც უკუკავშირის ელემენტად გამოიყენება არაწრფივი ელემენტი, რომელსაც აქვს ლოგარითმული დენი-ძაბვის მახასიათებელი - დიოდი (სურათი 8.12a).

სურათი 8.12. ლოგარითმული (ა) და ანტილოგარითმული (ბ) გამაძლიერებლები ეფუძნება OU

შეგახსენებთ, რომ დიოდური დენის დამოკიდებულება მე დ მასზე ძაბვის ვარდნიდან უ დ აღწერილია გამონათქვამით

,

სად მე 0 - დიოდის თერმული დენი;  თ - ტემპერატურული პოტენციალი (დაახლოებით 0,025 ვ-ის ტოლი).

(8.3) და (8.4) საფუძველზე გვაქვს

მე დ = მე შეყვანა = უ შეყვანა / რ და უ გარეთ = – უ დ ,

სად . (8.26)

3.3. ლოგის საწინააღმდეგო გამაძლიერებელი

ანტილოგარითმული (ექსპონენციალური) გამაძლიერებელი აქვს შებრუნებული ლოგარითმული გადაცემის მახასიათებელი. ასეთი სქემების მისაღებად საკმარისია დიოდისა და რეზისტორის შეცვლა მოცემულ ლოგარითმული გამაძლიერებლის წრეში (სურათი 8.12b). გამომავალი ძაბვის დამოკიდებულება შეყვანის ძაბვაზე წინა მსგავსია. (8.3) და (8.4)-დან გვაქვს:

მე შეყვანა = მე დ = მე OS ; უ დ = უ შეყვანა ; უ გარეთ = – მე OS * რ = – მე დ * რ ,

სად - უ დ . (8.27)

3.4. ფუნქციური გამაძლიერებლები

ფუნქციური გამაძლიერებელი არის უნივერსალური წრე, რომლითაც შეგიძლიათ განახორციელოთ გამომავალი ძაბვის ნებისმიერი დამოკიდებულება შეყვანაზე. ფუნქციური გამაძლიერებლის იდეა არის გამომავალი და შეყვანის ძაბვის სასურველი არაწრფივი დამოკიდებულების წარმოდგენა ცალმხრივი წრფივი მიახლოების სახით და გამაძლიერებლის წრედის აგება, რომლის მოგება დამოკიდებულია შემავალ ან გამომავალ ძაბვაზე. ნახაზი 8.13 გვიჩვენებს საჭირო არაწრფივ მახასიათებელს და მის მიახლოებას სწორი ხაზის სეგმენტებით.

სურათი 8.13. გამაძლიერებლის არაწრფივი ამპლიტუდის პასუხის ცალმხრივი წრფივი მიახლოება

ნახაზი გვიჩვენებს, რომ ტერიტორიაზე საწყისი 0 ადრე უ შეყვანა 1 გამაძლიერებელს უნდა ჰქონდეს მომატება TO 1 შემდეგ განყოფილებაში, დან უ შეყვანა 1 ადრე უ vx2 - მოგება TO 2 და ა.შ. ამ მიღწევების სიდიდეები TO 1 , TO 2 და ა.შ. ადვილად განისაზღვრება მიახლოებითი მახასიათებლის საჭირო ტიპის მიხედვით:

. (8.28)

ფუნქციური გამაძლიერებლის საფუძველი, როგორც წესი, არის ინვერსიული გამაძლიერებლის წრე, რომელიც ეფუძნება OU(სურათი 8.14).

სურათი 8.14. ფუნქციის გამაძლიერებელი

პირველ ნაწილში, შიგნით 0 ადრე უ შეყვანა 1 , ასეთი გამაძლიერებლის მოგება (ნიშნის უგულებელყოფა) განისაზღვრება რეზისტორების თანაფარდობით რ 1 და რ OS :

თუ, როდესაც შეყვანის ძაბვა იზრდება ზემოთ უ შეყვანა 1 , მოგება TO 2 უნდა გაიზარდოს (როგორც ნაჩვენებია სურათზე 8.13), მაშინ აუცილებელია რეზისტორის წინააღმდეგობის შემცირება რ 1 რათა მოგება თანაბარი გახდეს TO 2 (თუ მოგება TO 2 მცირდება, მაშინ აუცილებელია რეზისტორის წინააღმდეგობის შეცვლა რ OS , ამ შემთხვევაში, მიკროსქემის შემდგომი ცვლილებები და პარამეტრების გამოსათვლელი გამონათქვამები ადვილად მიღებულია მსგავსი გზით). ინვერსიული გამაძლიერებლის შეყვანის რეზისტორის ახალი წინაღობის მნიშვნელობა განისაზღვრება ფორმულით

რეზისტორის წინააღმდეგობის შესამცირებლად რ 1 აუცილებელია მის პარალელურად დამატებითი რეზისტორის დაკავშირება და ის უნდა ჩართოთ მხოლოდ მაშინ, როდესაც შეყვანის ძაბვა აღემატება მნიშვნელობას უ vx2 . ამისათვის რეზისტორების დამატებითი ჯაჭვი შედის ინვერსიული გამაძლიერებლის წრეში რ 2 , რ 3 და დიოდი VD . „წარმოსახვითი დამიწების“ პრინციპის მიხედვით, დიოდის ანოდი, რომელიც დაკავშირებულია ინვერსიულ შეყვანასთან OU,აქვს ნულის ტოლი პოტენციალი. დიოდი გაიხსნება კათოდზე ძაბვის დროს უ ა შემცირდება ანოდის პოტენციალის ქვემოთ, ე.ი. 0-ზე ქვემოთ. ამიტომ მიკერძოებული წყაროს ძაბვა უნდა იყოს საპირისპირო ნიშნის გაანალიზებული შეყვანის ძაბვის ნიშანთან შედარებით.

სანამ დიოდი ჩართულია, ძაბვა წერტილში ა შეიძლება განისაზღვროს გამონათქვამიდან:

განბლოკვის შემდეგ, პარალელურად დაკავშირებული რეზისტორების ექვივალენტური წინააღმდეგობა რ 1 და რ 2 უნდა იყოს ტოლი (8.29) გამოთვლილი მნიშვნელობის, საიდანაც

წინააღმდეგობის დადგენის შემდეგ რ 2 და მიკერძოებული ძაბვის მნიშვნელობის მითითებით (ამ შემთხვევაში მიზანშეწონილია გამოიყენოთ ერთ-ერთი დენის წყაროს ძაბვა ამ მიკერძოების წყაროდ OU), (8.30)-დან განსაზღვრეთ რეზისტორის წინააღმდეგობა R3 .

თუ მახასიათებელი მიახლოებულია სხვა სწორი ხაზით, მაშინ ანალოგიურად ჩართულია და გამოითვლება ორი რეზისტორებისა და დიოდის დამატებითი ჯაჭვი.

სიგნალის წყარო შეყვანის დატვირთვის წინააღმდეგობით.

როგორც ძაბვის, ასევე დენის ბუფერული გამაძლიერებლები (მათ შორის გამეორებები) აძლიერებენ სიმძლავრეს. პრაქტიკაში, ფრაზის ქვეშ ბუფერული გამაძლიერებელიყველაზე ხშირად ზუსტად ესმის ბუფერული ძაბვის გამაძლიერებელი.

გამომავალი დენებისა და ძაბვების საჭირო დიაპაზონიდან გამომდინარე, შეიძლება აშენდეს ბუფერული გამაძლიერებლები

• დისკრეტულ ტრანზისტორებზე, ცვლადი ძაბვის გამეორებებზე - ასევე ნათურებზე
• ზოგადი დანიშნულების საოპერაციო გამაძლიერებლებზე
• სპეციალიზებულ ბუფერული გამაძლიერებლის IC-ებზე

ფონდი ვიკიმედია. 2010 წელი.

ნახეთ, რა არის „ბუფერული გამაძლიერებელი“ სხვა ლექსიკონებში:

ბუფერული გამაძლიერებელი- - [Ya.N.Luginsky, M.S.Fezi Zhilinskaya, Yu.S.Kabirov. ელექტროტექნიკის და ენერგეტიკის ინგლისურ-რუსული ლექსიკონი, მოსკოვი, 1999] ელექტროტექნიკის თემები, ძირითადი ცნებები EN ბუფერული ... ტექნიკური მთარგმნელის სახელმძღვანელო

ბუფერული გამაძლიერებელი- buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: ინგლ. ბუფერული გამაძლიერებელი; საიზოლაციო გამაძლიერებელი vok. ბუფერვერსტერკერი, მ რუს. ბუფერული გამაძლიერებელი, m pranc. გამაძლიერებელი ტამპონები, მწარმოებლები: სინონიმები – ტირაჟის სტილში … ავტომატური ტერმინალები

ელექტრონული გამაძლიერებელი არის ელექტრული სიგნალების გამაძლიერებელი, რომლის გამაძლიერებელი ელემენტები იყენებენ ელექტრული გამტარობის ფენომენს გაზებში, ვაკუუმში და ნახევარგამტარებში. ელექტრონული გამაძლიერებელი შეიძლება იყოს დამოუკიდებელი... ... ვიკიპედია

სტატიაში აღწერილია ინტეგრირებული ოპერაციული გამაძლიერებლების (op-amps) რამდენიმე ტიპიური გამოყენება ანალოგურ წრედებში. ფიგურებში გამოიყენება მიკროსქემის გამარტივებული აღნიშვნები, ამიტომ უნდა გვახსოვდეს, რომ არაარსებითი დეტალები (კავშირები ... ... ვიკიპედიასთან

ამ ტერმინს სხვა მნიშვნელობა აქვს, იხილეთ ზენერის დიოდი (მნიშვნელობები) ... ვიკიპედია

ელექტრონიკის, ავტომატიზაციის, რადიო და კომპიუტერული ტექნოლოგიების მრავალრიცხოვანი და მრავალფეროვანი ინსტრუმენტებისა და მოწყობილობების გრაფიკული გამოსახულებები და ელემენტები. ძირითადი ელექტრონული სქემების და მათგან შექმნილი უფრო რთული სისტემების დიზაინი და განვითარება მხოლოდ... კოლიერის ენციკლოპედია