Wysokiej jakości stopień buforowy wykorzystujący tranzystory. Mikroprocesory i mikrokontrolery

Cześć! Kontynuujemy temat poruszony w moim artykule.
Na forum datagorowym Władimir ( tom 2008) poruszył temat wzmacniacza retrostrukturalnego i zaproponował własną wersję stopnia buforowego dla wzmacniacza końcowego.

Proponuję także wariant stopnia buforowego z wtórnikiem pseudo-push-pull.

Możliwe opcje realizacji kaskad buforowych

są pokazane na ryc. 1a-d.

Ryż. 1. Opcje stopnia buforowego dla wzmacniacza mocy:
a) wtórnik emiterowy, b) wtórnik emiterowy z obciążeniem dynamicznym,
c) wtórnik emiterowy typu pseudo-push-pull na tranzystorach o tej samej strukturze,
d) wtórnik emiterowy typu pseudo-push-pull na tranzystorach komplementarnych

Tłumik emiterowy z rezystorem w obwodzie emitera (rys. 1a) ma tę wadę, że wraz ze wzrostem amplitudy sygnału wejściowego ograniczenie jednej półfali sygnału może nastąpić wcześniej niż drugiej.

Podczas dodatniej półfali sygnału wejściowego prąd emitera VT1 jest dzielony pomiędzy rezystancje w emiterze Re i w obciążeniu Rn. Podczas ujemnej półfali prąd płynący przez Rn płynie w przeciwnym kierunku.

Aby uniknąć ograniczeń, prąd emitera tranzystora VT1 musi zawsze być większy od zera.

Łatwo wykazać, że maksymalna amplituda szczytowa sygnału wyjściowego jest powiązana z napięciem emitera Ue oraz rezystancjami obciążenia Rn i emitera Re w następujący sposób:
Uoutmax=Uern/(Re+Rn).

Dla obwodu pokazanego na rys. 1a otrzymujemy:
Uwyjmaks.=7,5·0,62/(0,62+1,1)=2,7 V.

Zastosowanie aktywnego obciążenia w obwodzie emitera pozwala wyeliminować wadę wtórnika emitera z obciążeniem rezystancyjnym i dodatkowo zmniejszyć zniekształcenia (ryc. 1 b). Pozostaje tutaj część wady prostego wtórnika emitera: przy dodatniej półfali sygnału wejściowego prąd jest dostarczany nie tylko do obciążenia, ale także do źródła prądu.

Repeatery pseudo-push-pull mogą znacznie zmniejszyć wszystkie rodzaje zniekształceń, a także impedancję wyjściową. Tutaj sterowany generator prądu służy jako obciążenie emitera, tworząc przeciwne obciążenie dynamiczne dla drugiego ramienia, rys. I wiek

Pokazane na ryc. Obwód 1c - przeniesienie patentu na wzmacniacz lampowy z lat czterdziestych ubiegłego wieku na obwody tranzystorowe.

Ponieważ obwód tranzystorowy, w przeciwieństwie do lamp, wykorzystuje tranzystory o dwóch rodzajach przewodności, obwód ten można modyfikować, uzyskując komplementarny wtórnik pseudo-push-pull, rys. 1 rok Ten schemat został z powodzeniem zastosowany przez Władimira ( tom 2008).

Niska impedancja wyjściowa obwodów pokazanych na ryc. 1c i rys. 1 g, a także mniejsze zniekształcenia w porównaniu do obwodów pokazanych na ryc. 1a i rys. 1b, mają pozytywny wpływ na reprodukcję dźwięku.

Ryż. 2. Schemat ideowy stopnia buforowego
z wzmacniaczem pseudo push-pull

Prąd kolektora tranzystora VT1 (VT5) jest ustawiany przez rezystor R5 (R11) i wynosi I0=Ube/R5=0,2 mA, gdzie Ube=0,66 V to napięcie baza-emiter tranzystora VT3 (VT4).

Źródła prądu są wykonane na tranzystorach VT2 (VT6), obwody podstawowe tranzystorów są zasilane przez wspólny parametryczny stabilizator napięcia HL1, R8, C3 poprzez odpowiednio rezystory R7 i R9. Prąd źródła prądu wynosi 10 mA.

Sygnał przeciwfazowy z rezystora R4 (R10) przez kondensator oddzielający C2 (C4) jest dostarczany do podstawy tranzystora źródła prądu VT2 (VT6), co zapewnia aktywny tryb pracy wzmacniacza na obu półfalach sygnału wejściowego .

--
Dziękuję za uwagę!
Igor Kotow, redaktor naczelny magazynu Datagor

Lista wspomnianych źródeł

1. Mosyagin V., // Dziennik elektroniki praktycznej „Datagor”, 2016.
2. Mosyagin V.,

WZMACNIACZ BUFORA, INTEGRATOR, KOMPARATOR, LATO, LIMMITER... Słowa te nierozerwalnie kojarzą się już ze sprzętem audio i choć na pierwszy rzut oka nie ma między nimi nic wspólnego, to tak naprawdę łączy je wspólne „narzędzie pracy” – wzmacniacz operacyjny (wzmacniacz operacyjny).

Aby zrozumieć, jaką rolę pełni wzmacniacz operacyjny, warto zrozumieć, czym właściwie jest.
Zasadniczo jest to zestaw tranzystorów połączonych w określony sposób i reprezentujący sieć pięciozaciskową, która pełni funkcje wzmacniacza stałego napięcia. Rysunek 1 pokazuje kilka najpopularniejszych oznaczeń wzmacniaczy operacyjnych:

Obrazek 1

Zgodnie z oczekiwaniami, po lewej stronie znajdują się wejścia wzmacniacza, jest ich dwa – jedno odwracające, tj. napięcie wyjściowe będzie miało przeciwną fazę niż na tym wejściu, drugie nie jest odwracające, tj. sygnał wyjściowy będzie w fazie z wejściem. Po prawej stronie znajduje się wyjście wzmacniacza, u góry i u dołu znajdują się zaciski do zasilania wzmacniacza operacyjnego napięciem zasilania, zwykle u góry „+Uip”, u dołu „-Uip”.

Oprócz wzmacniacz jest różnicowy, tj. wzmacniana jest tylko różnica napięć na wejściach odwracającym i nieodwracającym. W zasadzie można to nawet wytłumaczyć logicznie, bez analizy schematu obwodu. Jeżeli napięcie na wejściu nieodwracającym wynosi 5 V, a na wejściu odwracającym 3 V, to ponieważ faza wejścia odwracającego jest odwrócona, słuszne będzie odjęcie 3 woltów od 5 woltów. Zatem napięcie wejściowe wyniesie 2 V i to właśnie napięcie zostanie wzmocnione przez wzmacniacz operacyjny.
Początkowo wzmacniacze operacyjne były przeznaczone do wykonywania operacji matematycznych na komputerach analogowych i oczywiście wyglądały nieco inaczej:

Rysunek 2. Jeden z pierwszych wzmacniaczy operacyjnych

Jednak wraz z rozwojem mikroelektroniki wzmacniacze operacyjne radykalnie zmieniły swój wygląd i wymiary do takich wielkości, że pakiet DIP-8 wygląda gigantycznie:

Rysunek 3. Wygląd nowoczesnych wzmacniaczy operacyjnych do montażu powierzchniowego w porównaniu z DIP-8

Pozostaje dowiedzieć się, co znajduje się w środku tego urządzenia, ponieważ zarówno to, jak jest przeznaczone, jak i jak wygląda, jest już trochę jasne. Schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego K140UD1 przedstawiono na rysunku 4.

Rysunek 4

Dla większej przejrzystości zasymulujmy ten obwód w symulatorze, chociaż wartości rezystorów trzeba było dobierać eksperymentalnie, udało się jednak doprowadzić obwód do działania:

Rysunek 5. Schemat ideowy modelu K140UD1

Ponieważ początkowo jest to wzmacniacz o stałym napięciu, eksperymenty należy rozpocząć od napięcia stałego. Aby to zrobić, dodaj do obwodu dwa źródła stałego napięcia i zakryj wzmacniacz NEGATYWNA OPINIA (NFB).

Rysunek 6. Sprawdzanie działania wzmacniacza operacyjnego do wzmocnienia napięcia.

Teraz ustawmy napięcie na źródle V4 na 0,5 V i zaczynajmy OBLICZENIA DC symulator. Rezultatem jest następujący obraz:

Rysunek 7. Mapa napięcia.

Teraz trochę więcej szczegółów. Prawie wszystkie podręczniki mówią, że współczynnik wzmocnienia wzmacniacza operacyjnego ma połączenie „bezpośrednie”, tj. gdy sygnał jest doprowadzany do wejścia nieodwracającego, jest on proporcjonalny do stosunku rezystorów OOS plus jeden. W naszym przypadku będzie to R17/R18 + 1 = 1,02 + 1 = 2,02. Skąd się wzięło 0,02? Faktem jest, że K140UD1 ma dość niską impedancję wejściową, a aby uzyskać wymaganą dokładność, R18 trzeba było zmniejszyć do 9,76 kOhm.

Wtedy nie jest jasne - na wejściu jest 0,5 V, a na wyjściu prawie 0,5 V, gdzie jest wzmocnienie? Tutaj powinniśmy dokonać korekty, aby na wejściu sumatora było 0,5 V, ale nie na wejściu wzmacniacza operacyjnego, który jest bazą tranzystora Q1, ale na bazie 0,24 V. A jeśli tak, to obraca się wyszło dokładnie 0,24 x 2,02 = 0,4848 V. Według odczytów symulatora 0,496 V, co znowu jest niedokładnością naszego modelu, jednak sam oryginalny K140UD1 miał dobry rozrzut parametrów.

Ale jeśli napięcie wejściowe wynosi 0,5 V, to dlaczego podstawa Q1 jest o połowę mniejsza od tej wartości? Napięcie na V5 wynosi zero, dlatego R16 i R15 tworzą dzielnik napięcia, a ponieważ wartości znamionowe są takie same, napięcie zostanie podzielone przez dwa, oczywiście przyczyni się do tego prąd bazowy Q1. Otrzymujemy więc 0,24 V na wejściu wzmacniacza operacyjnego.

Są to jednak tylko konsekwencje działania kaskad tego obwodu, poruszmy kilka powodów:
Gdy tylko na bazie Q1 pojawi się napięcie inne niż zero, w naszym przypadku wynosi ono 0,24 V, Q1 zaczyna się otwierać, co z kolei prowadzi do spadku napięcia na jego kolektorze. Zmniejszając napięcie na kolektorze Q1 zmniejsza się prąd płynący przez bazę Q6 i zaczyna on się zamykać, w wyniku czego wzrasta napięcie na jego kolektorze, co poprzez wtórnik emitera na Q7 zwiększa napięcie na wtórniku emitera na Q9 i napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego (punkt OUT) zaczyna rosnąć.

Zwiększanie napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego zwiększa napięcie w punkcie połączenia R17 i R18, a punkt ten jest podłączony do bazy Q2, która jest wejściem odwracającym naszego wzmacniacza operacyjnego (rysunek 6). Q2 zaczyna się lekko otwierać, a napięcie na jego emiterze wzrasta. Pociąga to za sobą zamknięcie tranzystora Q1 i dalsza część obwodu wpływa na kolejne stopnie. Tranzystor Q1 zamyka się na tyle, aby u podstawy Q2 powstało napięcie możliwie najbliższe napięciu u podstawy samego Q1, a wielkość tego napięcia zależy bezpośrednio od wartości rezystorów R17 i R18. Im mniejszy R18, tym większe napięcie musi zostać wygenerowane na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, aby przywrócić równowagę prądów bazowych kaskady na Q1 i Q2. Jeśli nie zmienisz rezystancji R18, ale zwiększysz R17, będziesz musiał również zwiększyć napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego, ponieważ dość duże napięcie ponownie spadnie na Q17.
Teraz pozostaje tylko zwiększyć napięcie na źródle V5 i upewnić się, że wartości napięcia faktycznie się sumują.

Rysunek 8. Matematyczne dodawanie dwóch wyrazów V4 i V5.

Jak widać z rysunku, przy dwóch składnikach V4 i V5 o napięciu 0,5 V każdy, na wyjściu sumatora powstaje suma równa JEDNYM WOLTOWI, tj. operacja matematyczna została wykonana poprawnie.
Dla większej przejrzystości odejdźmy od antycznego K140UD1 i zasymulujmy sumator dla trzech członów w oparciu o powszechnie używany wzmacniacz operacyjny TL071. Rezultatem jest następujący „kalkulator”:

Rysunek 9. Matematyczne dodawanie trzech wyrazów.

Tutaj należy zwrócić uwagę na wartości rezystorów OOS. Różnica w nominałach jest niemal dwukrotna, tj. Współczynnik wzmocnienia wzmacniacza operacyjnego będzie wynosić R5 / R4 + 1 = 3. DLACZEGO? Na poprzednim diagramie współczynnik wzmocnienia wynosił 2, ale tutaj wynosi 3? W poprzednim obwodzie były DWA człony, więc były dwa dzielniki wejściowe (R15 i R16, rysunek 6), dlatego pierwotne napięcie wejściowe zostało podzielone przez dwa i aby przywrócić wartości, należało je podwoić. W obwodzie z rysunku 9 występują terminy SUT, dlatego dzielnik wejściowy dzieli wartość przez trzy i konieczne jest potrojenie, aby ją przywrócić. Aby uzyskać większą niezawodność, spójrzmy na sumator z czterema wyrazami i niezależnie obliczmy wynikowy zysk:

Rysunek 10. Sumator czterech wyrazów.

Co dokładnie TA matematyka ma wspólnego z inżynierią dźwięku?
Najbardziej bezpośredni. W inżynierii audio napięcie jest oczywiście zmienne, ale w BARDZO krótkim czasie można je uznać za napięcie stałe, dlatego matematyczne przetwarzanie sygnału za pomocą wzmacniacza operacyjnego jest całkiem dopuszczalne:

Rysunek 11. Przedstawienie napięcia przemiennego jako napięcia stałego.

Opierając się na fakcie, że napięcie przemienne w pewnym momencie można uznać za stałe, wprowadzono dodatkową koncepcję - CHWILOWA WARTOŚĆ NAPIĘCIA w ten sam sposób można odwoływać się do chwilowych wartości prądów i mocy. Jak to będzie wyglądać w rzeczywistości pokazuje rysunek 12:

Rysunek 12. Sumator czterech terminów analogowych.

Istnieją 4 źródła sygnału sinusoidalnego V1-V4, których napięcia są sumowane przez rezystory R1-R4 i wyrównywane do amplitudy wzmacniacza operacyjnego X1. Sygnał wyjściowy sumatora w zależności od wejścia pokazano na rysunku 13:

Rysunek 13. Zależność sygnału wyjściowego od sygnału wejściowego.

A jakie jest praktyczne zastosowanie tego dodatku? Jeśli ten dodatek zostanie nieco zmodyfikowany, efektem końcowym będzie najprostszy czterowejściowy MIXER, a liczba wejść może być bardzo różna - od dwóch do dwudziestu:

Rysunek 14. Schemat ideowy miksera czterowejściowego.

W tym obwodzie kondensatory C1-C4 działają jak kondensatory izolacyjne i zapobiegają przedostawaniu się napięcia stałego ze źródła na wejście wzmacniacza operacyjnego, co czasami się zdarza. Wzmacniaczem operacyjnym w tym obwodzie jest TL071, ale można zastosować prawie każdy nowoczesny wzmacniacz operacyjny - ich parametry są wystarczające dla sprzętu ze średniej półki cenowej. Zmienne rezystory X1-X4 regulują poziom każdego z sygnałów wejściowych, co pozwala na szybką zmianę głośności dowolnego ze źródeł wejściowych.

Źródłem zasilania są dwa źródła 15 V połączone szeregowo. Punkt połączenia jest podłączony do wspólnego przewodu i względem niegouzyskuje się dwa napięcia w stosunku do wspólnego przewodu - PLUS PIĘTNAŚCIE i MINUS PIĘTNAŚCIE woltów. Takie podwójne źródło nazywa się bipolarnym źródłem napięcia i zwykle rozmiary przewodów dodatniego i ujemnego są takie same.

Jednakże wzmacniacz operacyjny może być zasilany z jednego źródła, tylko nie zapominaj o tym W tej dokumentacji wzmacniacza operacyjnego zwykle wskazuje się wielkość bipolarnego źródła napięcia oraz wartości minimalne i maksymalne, na przykład Uip min ±5 V, Uip max ±20 V. Oznacza to, że wzmacniacz operacyjny może pracować przy zasilaniu bipolarnym w zakresie napięć ±5...±20 V, natomiast przy zasilaniu ze źródła jednobiegunowego zakres napięć będzie wynosił +10...+40 V .

Rysunek 15. Opcje zasilania wzmacniacza operacyjnego.

Zasilanie ze źródła bipolarnego jest nieco lepsze - konstrukcja obwodu jest nieco uproszczona, ponieważ wiązanie wejściowe odbywa się albo „automatycznie”, jak w obwodzie z rysunku 14, gdzie napięcie zerowe na wejściu wzmacniacza operacyjnego jest tworzone przez dolne zaciski rezystorów zmiennych lub zero na wejściu jest utworzone przez oddzielny stały rezystor, którego jeden zacisk jest podłączony do wspólnego przewodu, a drugi pin jest podłączony do wejścia wzmacniacza operacyjnego, co zwykle nie jest odwracanie. Zatem napięcie początkowe jest ustawiane na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, jeśli nie są brane pod uwagę dryfty, równe zero.

Przy jednobiegunowym napięciu zasilania napięcie wyjściowe wzmacniacza operacyjnego nie może być ujemne, ale musi wzmacniać obie półfali fali sinusoidalnej, zarówno dodatnią, jak i ujemną. Aby rozwiązać ten problem, tworzone jest wirtualne zero specjalnie dla wzmacniacza operacyjnego. Zwykle są to dwa rezystory połączone szeregowo, połączone pomiędzy zaciskami zasilania, a połowa napięcia zasilania powstałego w miejscu podłączenia rezystorów pełni funkcję wirtualnego zera (rysunek 16).

Rysunek 16. Zasilanie wzmacniacza operacyjnego z napięcia jednobiegunowego.

R1 i R4 stanowią połowę napięcia zasilania, R3 jest konieczne, aby zmniejszyć wpływ sygnału wejściowego, generowanego napięcia, a także zwiększyć rezystancję wejściową urządzenia, ponieważ C2 ma na celu zmniejszenie szumu impulsowego i tętnienia mocy przy wirtualne zero, będzie miało również wpływ na wejściowe napięcie przemienne. C1 służy jako kondensator oddzielający, który oddziela składową stałą na wejściu wzmacniacza operacyjnego od źródła, ponieważ zakłada się, że źródło wytwarza napięcie przemienne. R5 i R2 tworzą OOS i w tym wzmacniaczu współczynnik wzmocnienia jest równy R5 / R2 + 1 = 30k / 10k + 1 = 4. C3 służy jako kondensator izolujący pomiędzy wyjściem wzmacniacza operacyjnego a obciążeniem.

Porównując rysunki 14, 15 i 16, staje się jasne, że wzmacniacz operacyjny może obejść się bez przewodu WSPÓLNEGO, ponieważ napięcie wyjściowe całkowicie zależy od napięcia na jego wejściach, dlatego aby uzyskać napięcie zerowe na wyjściu przy zasilaniu bipolarnym i połowie napięcia przy zasilaniu jednobiegunowym, należy „związać” wejście wzmacniacza nieodwracającego z zerowym lub połową napięcia zasilania. Tylko w tym przypadku wykluczona zostanie nieautoryzowana zmiana składowej stałej sygnału wyjściowego, ponieważ zmiana sygnału wejściowego nastąpi w zależności od napięcia tego „wiązania”, tj. Przewód WSPÓLNY dla zasilania bipolarnego i połowa napięcia zasilania dla zasilania jednobiegunowego będą działać jako napięcia odniesienia. Taki stan rzeczy sugeruje, że aby wzmacniacz operacyjny działał prawidłowo, priorytetem staje się „czystość” napięcia odniesienia. Podczas układania płytki drukowanej należy wziąć pod uwagę znaczenie tych napięć odniesienia i wykluczyć wpływ czynników zewnętrznych na te przewody, takich jak zakłócenia z sekcji mocy, przepływ przez nie prądów z kondensatorów filtra mocy , ponieważ wszystkie zmiany napięcia odniesienia doprowadzą do zmian sygnału wyjściowego wzmacniacza operacyjnego, tj. dla napięcia odniesienia na płytce należy wyznaczyć oddzielny przewód, który może być używany wyłącznie jako napięcie odniesienia dla wzmacniacza operacyjnego lub grupy wzmacniaczy operacyjnych, oraz w jakim innym celu .

Zasadę działania kondensatora można wyjaśnić na dwa sposoby:
Gdy wejściowe napięcie prądu przemiennego wynosi zero, kondensator jest ładowany do połowy napięcia zasilania. Kiedy pojawia się dodatnia półfala, kondensator zaczyna się ładować i prąd zaczyna przez niego przepływać, a ponieważ R6, działając jako obciążenie, jest połączony szeregowo z C3, prąd zaczyna przez niego płynąć, a kierunek prądu będzie od góry do dołu. Gdy tylko dodatnia półfala przekroczy swój szczyt i jej wartość zacznie spadać, kondensator zacznie się rozładowywać. Spowoduje to ponowny przepływ prądu, ale w przeciwnym kierunku. W ten sposób na R6 zostanie wygenerowane napięcie przemienne.

Drugi sposób wyjaśnienia jest związany z oporem elementów na prąd elektryczny. Dla prądu stałego rezystancja kondensatora jest nieskończona (nie licząc prądów upływowych), ale dla prądu przemiennego wartość rezystancji kondensatora ma już pewną wartość i wartość ta zależy od pojemności kondensatora i częstotliwości przepływający prąd. Ponieważ rezystancja zmienia się w zależności od pewnych warunków, potrzebny jest wzór, aby obliczyć, jaki rodzaj rezystancji ma element w określonych warunkach, a ponieważ rezystancja się zmienia, aby odróżnić ją od rezystancji rezystorów, wprowadza się pojęcie OPORU BIERNEGO, obliczonego według formuły , gdzie PI to liczba PI, F to częstotliwość w hercach, C to pojemność kondensatora w faradach. Na podstawie tego wzoru nie jest trudno obliczyć, jaka będzie rezystancja kondensatora C3, rysunek 16, przy ekstremalnych częstotliwościach zakresu audio, a mianowicie przy częstotliwości 20 Hz, reaktancja kondensatora 47 μF będzie równa do 169 omów i przy częstotliwości 20 kHz - 0,17 oma. Przy rezystancji obciążenia 2 kOhm, 169 omów spowoduje lekkie osłabienie sygnału:

Rysunek 17. Tłumienie napięcia przemiennego przez reaktancję C1.

Zatem z matematycznego punktu widzenia nie będzie stałego napięcia przy rezystancji obciążenia R6 z rysunku 16, ponieważ dla stałego napięcia rezystancja C3 jest równa nieskończoności, a dla napięcia przemiennego rezystancja zmniejsza się od 169 omów do 0,17 oma w zakresie audio.

Zatem, aby zmniejszyć reaktancję, pojemność kondensatora separującego powinna być możliwie największa? Nie bardzo. Na przykład, zmieniając pojemność kondensatora wejściowego, można zorganizować mały filtr podczerwieni, na przykład przy pojemności kondensatora separującego C1 wynoszącej 22 µF, wzmacniacz buforowy we wzmacniaczu operacyjnym X1 ma postać niebieska linia, a przy C1 równym 2,2 µF - czerwona linia. Z rysunku widać, że pomimo lekkiego przechylenia w obszarze 20 Hz, wszystko poniżej jest całkiem skutecznie odcięte, chroniąc w ten sposób głośnik niskotonowy przed przeciążeniem.

Rysunek 18. Wpływ pojemności kondensatora sprzęgającego na charakterystykę częstotliwościową całego wzmacniacza.

Ponadto wykorzystanie właściwości kondensatora do zmiany jego rezystancji pozwala na zbudowanie różnych filtrów, a do tego rezystory na wejściu wzmacniacza operacyjnego są połączone w określony sposób i wtedy pełni on funkcję kompensatora spadku napięcia, lub w sprzężeniu zwrotnym wzmacniacza operacyjnego, a następnie wzmacniacz operacyjny zmienia własne wzmocnienie w zależności od częstotliwości.

Zanim jednak rozważymy filtry, powinniśmy wrócić do tego, co zostało wspomniane WZMACNIACZ BUFORA. Zasadniczo wzmacniacz buforowy jest wzmacniaczem pośrednim o płaskiej charakterystyce częstotliwościowej; pożądana jest regulacja wzmocnienia. Wprowadzenie wzmacniacza buforowego do obwodu jest zwykle uzasadnione, jeśli wzmacniacz ma moc wyjściową 200 W lub większą. W tym przypadku wzmocnienie własne wzmacniacza mocy musi być dość duże, gdyż napięcie wyjściowe przedwzmacniaczy jest znormalizowane i wynosi 0,75 lub 1 V, a dla mocy 200 W napięcie o amplitudzie około 40 V (28 V wartość skuteczna) jest już wymagana, tj. . wzmacniacz musi wzmocnić sygnał 28 razy, czyli 32 dB.

Nie jest tajemnicą, że im wyższy współczynnik wzmocnienia wzmacniacza, tym większe zniekształcenia wytwarza, dlatego aby zredukować zniekształcenia, konieczne jest zmniejszenie współczynnika wzmocnienia, a aby uzyskać tę samą moc, konieczne jest zwiększenie amplitudy sygnału sygnał wejściowy. Aby rozwiązać ten problem, stosuje się wzmacniacz buforowy.

Konstrukcja obwodu wzmacniaczy buforowych jest dość prosta - zwykle jest to typowe połączenie wzmacniacza operacyjnego objętego OOS i regulowanego. Wzmacniacz operacyjny zasilany jest zazwyczaj z tego samego źródła, co sam wzmacniacz, dlatego aby uzyskać napięcie ±15 V wymagane do pracy wzmacniacza operacyjnego, stosuje się stabilizatory parametryczne, ale najpierw rozważmy obwód zasilany z osobnego źródła:

Rysunek 19. Schemat ideowy wzmacniacza buforowego zasilanego z osobnego źródła.

Przede wszystkim należy zwrócić uwagę na brak kondensatora sprzęgającego na wyjściu wzmacniacza - nie jest on potrzebny, ponieważ na wejściu samego wzmacniacza mocy znajduje się kondensator. Wzmacniacz ma niewielkie przekroczenia na brzegach zakresu audio, ale pomimo pozornej stromości linii, przechylenie to wynosi tylko 0,1 dB przy wzmocnieniu 15 dB, co jest więcej niż akceptowalne:

Rysunek 20. Odpowiedź częstotliwościowa wzmacniacza buforowego opartego na wzmacniaczu operacyjnym TL071 firmy TI.

Poziom THD również nie jest rewelacyjny:

Rysunek 21. Poziom THD dla wzmacniacza opartego na wzmacniaczu operacyjnym TL071

Tutaj 1,2 m oznacza, że ​​jest to miliprocent, tj. jest to 0,0012%. Nawiasem mówiąc, wartość ta zależy bezpośrednio od użytego wzmacniacza operacyjnego. Poniżej znajdują się te same wykresy dla tego samego wzmacniacza operacyjnego z buforem, ale przy użyciu NE5534 i AD744:

Rysunek 22. Poziom THD dla wzmacniacza operacyjnego NE5534 (na górze, żółte tło)
i AD744 (na dole, zielone tło)

Jak widać z wykresów, poziom THD znacznie spada, dlatego przy wyborze wzmacniacza operacyjnego należy wziąć ten czynnik pod uwagę, a przed instalacją dokładniej przestudiować właściwości planowanego wzmacniacza operacyjnego. Na przykład NE5534 ma wejście bipolarne, co zmniejsza jego impedancję wejściową, ale ma większą nośność, co pozwala mu stabilnie pracować na odwracających wzmacniaczach mocy z dużym wzmocnieniem wewnętrznym.

Aby uzyskać bardziej wizualny przykład, użyjmy podstawowego obwodu wzmacniacza Holtona:

Rysunek 23. Schemat obwodu wzmacniacza mocy Holton

Poziom THD w tej wersji sięga 0,03%, przy wzmocnieniu 32 dB.

Rysunek 24.

Teraz „przykręćmy” wzmacniacz buforowy do wzmacniacza i jeszcze raz sprawdźmy poziom THD:

Rysunek 25. Wzmacniacz Holtona z buforowym wzmacniaczem operacyjnym na TL071

Rysunek 26. Poziom THD z buforowym wzmacniaczem operacyjnym na TL071.

Jak widać na wykresie, poziom THD spadł prawie 3-krotnie (!) i to przy zastosowaniu konwencjonalnego wzmacniacza operacyjnego TL071. Jeśli jednak dodatkowo zmniejszysz wzmocnienie samego wzmacniacza i zwiększysz wzmocnienie wzmacniacza buforowego i użyjesz AD744 zamiast TL071, poziom THD można jeszcze bardziej zmniejszyć 2-krotnie.

Rysunek 27. Poziom THD przy korzystaniu z AD744.

Przyjrzyjmy się teraz bliżej diagramowi na rysunku 25:
C3 i C6 to kondensatory elektrolityczne, które filtrują składową niskiej częstotliwości zasilacza, a C4 i C5 to kondensatory foliowe, które filtrują HF;
D1 i D2 - diody Zenera 1,3 W, 15 V;
R3 pełni funkcję rezystora dostrajającego, który umożliwia szybką zmianę wzmocnienia wzmacniacza operacyjnego bufora;
C7 - kondensator korekcyjny, który radykalnie zmniejsza wzmocnienie wzmacniacza operacyjnego na ultradźwiękach i nadaje stabilność (zmniejszając tendencję do wzbudzenia) wzmacniaczowi buforowemu;
R17 i R20 zostały zmienione w porównaniu z podobnymi obwodami 23, ponieważ odpowiadają za wzmocnienie własne wzmacniacza mocy;
rezystory R4 i R5 działają jako rezystory ograniczające prąd (balastowe) dla stabilizatora parametrycznego, a im wyższe napięcie zasilania samego wzmacniacza, tym wyższą wartość znamionową powinny mieć i tym więcej ciepła będą rozpraszać. Wartość rezystorów należy dobrać tak, aby na diodach Zenera D1 i D2 wydzielała się moc 0,1...0,15 W. Zapewni to, że ustabilizowane napięcie nie zmieni się w przypadku spadków napięcia zasilania i nie będzie zależeć ani od prądu pobieranego przez sam wzmacniacz operacyjny, ani od prądu pobieranego przez wzmacniacz operacyjny do obciążenia. Wartości rezystorów balastowych dla różnych napięć zasilania wzmacniacza zestawiono w tabeli:

NAPIĘCIE ZASILANIA UMZCH, V	OCENY REZYSTORÓW OGRANICZAJĄCYCH PRĄD (BALAST).
	560...620 omów 0,25 W
	1,5...1,7 kOhm 0,5 W
	1,7...2,2 kOhm 1W
	2,2...2,7 kOhm 1W
	3,3...3,6 kOhm 1W
	4,3...4,7 kOhm 1W
	5,1...5,6 kOhm 1W
	6,2...6,8 kOhm 2W
	6,8...7,5 kOhm 2W

Należy od razu dodać, że nagrzewają się zarówno diody Zenera, jak i rezystory balastowe, dlatego też konieczne jest zapewnienie większych pól stykowych tych elementów na płytce drukowanej tak, aby działały jak małe radiatory. Ponadto większa płytka kontaktowa jest znacznie bardziej niezawodna w przypadku elementów grzejnych, a prawdopodobieństwo odsunięcia się lutu od elementu znacznie się zmniejsza w miarę upływu czasu.

Kończąc temat wzmacniaczy buforowych, pozostaje tylko zauważyć, że skoro wzmacniacz operacyjny został zainstalowany, można na nim zorganizować dodatkową jednostkę zwaną ogranicznikiem. LIMITER - moduł mierzący szczytowy poziom sygnału wyjściowego i na podstawie tych pomiarów reguluje wzmocnienie użytego wzmacniacza operacyjnego, co eliminuje występowanie przesterowań na wyjściu wzmacniacza. W magnetycznych urządzeniach rejestrujących coś podobnego nazywało się AUTOMATYCZNA KONTROLA POZIOMU.
Głównym problemem podczas tworzenia limitera jest wybór stałej czasowej odpowiedzi limitera, gdyż zbyt szybka reakcja dość znacząco zmieni zakres dynamiki sygnału audio, a jeśli będzie zbyt duża, ogranicznik nie będzie miał czasu do przetwarzania sygnału wejściowego i „przeoczy” przesterowanie. Rysunek 28 przedstawia fragment obwodu ogranicznika zorganizowanego w oparciu o buforowy wzmacniacz operacyjny, tj. Oto „gotowy” diagram z rysunku 25:

Rysunek 28. Organizacja ogranicznika.

Obwód jest specjalnie zorganizowany w najbardziej prymitywny sposób - sygnał z wyjścia wzmacniacza podawany jest na prawy zacisk rezystora R52, następnie prostowany mostkiem diodowym na diodach D12, D13, D17, D18 i podawany do ogranicznika amplitudy na D14 i D15. Napięcie diod Zenera D14 i D15 dobiera się tak, aby było o około 5...8 V mniejsze niż maksymalne napięcie wyjściowe wzmacniacza mocy, a R50 ogranicza przepływający prąd i wraz z C20 tworzy łańcuch rozrządu dla reakcji czas działania ogranicznika, tj. jak szybko ogranicznik zmniejszy wzmocnienie wzmacniacza buforowego, gdy pojawi się maksymalna amplituda sygnału. Czas, po którym ogranicznik „zwraca” początkowe wzmocnienie do buforowego wzmacniacza operacyjnego, zależy od pojemności C20 i rezystancji R51. D16 chroni lampę transoptorową AOP124 przed przepaleniem na skutek nadmiernego napięcia. Lampa HL1 „świeci” na fotorezystorze transoptora R49, który po podświetleniu zmniejsza jego rezystancję, znacznie zmniejszając wzmocnienie buforowego wzmacniacza operacyjnego.

Niestety transoptory LAMPA FOTOREZYSTOWA nie jest ich zbyt wiele, a ich wymienność nie jest zbyt dobra, dlatego lepiej szukać transoptorów tej konkretnej serii, a najlepiej z literą B na końcu, tj. AOP124B - po włączeniu lampy rezystancja fotorezystora spada do 360 omów, a dla reszty tej serii do 1,2 kOhm, chociaż dla tego ogranicznika to wystarczy.

Jednak wzmacniacze operacyjne nadają się do czegoś więcej niż tylko wzmacniaczy buforowych - przy użyciu zestawów rezystorów i kondensatorów Można ich używać do tworzenia kontroli tonów, wielopasmowych korektorów i filtrów tylko dla określonego zakresu częstotliwości.. Rozważmy na przykład diagram na rysunku 29:

Rysunek 29. Filtr górnoprzepustowy.

R1 i C2 tworzą filtr pierwszego rzędu, którego zasadę lepiej wyjaśnia reaktancja - po osiągnięciu określonej częstotliwości reaktancja zacznie się zmniejszać, a gdy tylko stanie się znacznie mniejsza niż R1, amplituda sygnału wejściowego również zacznie spadać. Aby to sprawdzić, weźmy charakterystykę częstotliwościową tego obwodu narysowaną przez symulator:

Rysunek 30.

Teraz przeliczmy reaktancję C1 dla częstotliwości pokazanych na powyższym wykresie. Zagięcie linii odpowiedzi częstotliwościowej rozpoczyna się przy około 2 kHz, dla tej częstotliwości reaktancja C2 wyniesie 169 kOhm, w stosunku do 22 kOhm R1 zaczyna to być odczuwalne. Przy częstotliwości 24,1 kHz rezystancja C2 wyniesie 14 kOhm i jest to już 1,6 razy mniej niż rezystancja R1, dlatego napięcie powinno również spaść 1,6 razy, co faktycznie ma miejsce przy napięciu 1,22 V przy niskiej częstotliwości 500 Hz przy częstotliwości 24 kHz amplituda spadła do 0,75 V, tj. to samo 1,6 razy.

Dodajmy teraz jeszcze jedno łącze, dokładnie takie samo jak R1-C2 i otrzymajmy filtr drugiego rzędu:

Rysunek 31. Filtr drugiego rzędu

Rysunek 32. Pasmo przenoszenia filtra drugiego rzędu.

Jak widać na rysunku, napięcie wyjściowe przy niskich częstotliwościach spadło dosłownie o 0,2 V, ale przy wysokich częstotliwościach przesunięcie następuje znacznie intensywniej - teraz przy częstotliwości 24 kHz napięcie wyjściowe wynosi 0,3 V, czyli ponad 2 razy mniej niż w poprzednim filtrze. Dla większej przejrzystości przelicz te wartości na dB, ponieważ ucho ludzkie odbiera poziom głośności zgodnie z prawem logarytmicznym, a charakterystyka częstotliwościowa filtra trzeciego rzędu ma następującą postać:

Rysunek 33. Pasmo przenoszenia filtra drugiego rzędu w dB.

Z wykresu widać teraz wyraźnie, że przy częstotliwości 24 kHz spadek odpowiedzi częstotliwościowej wynosi 10 dB, tj. 3 razy mniej niż w przypadku niskiej częstotliwości. Współczynnik jakości tego filtra, tj. zależność od tego, jak bardzo zmniejszy się wzmocnienie w zależności od zmiany częstotliwości, wynosi 5 dB na oktawę. Oktawa to koncepcja muzyczna, która oznacza, że ​​częstotliwość zmieniła się dokładnie 2 razy. W tym przypadku za segment do obliczeń przyjęto częstotliwości 10 kHz i 20 kHz, w tym odcinku amplituda spadła o 5,2 dB.
Rozważmy inny przykład - filtr trzeciego rzędu, tj. zawierający 3 identyczne węzły:

Rysunek 34. Filtr trzeciego rzędu.

Rysunek 35. Pasmo przenoszenia filtra trzeciego rzędu.

W tym filtrze spadek odpowiedzi częstotliwościowej wynosi 7,5 dB na oktawę, tj. Spadek amplitudy następuje znacznie intensywniej.

Stosując tę ​​samą zasadę, możesz organizować filtry dolnoprzepustowe:

Rysunek 36. Filtr dolnoprzepustowy

Rysunek 37. Pasmo przenoszenia filtra dolnoprzepustowego

Filtry te są powszechnie stosowane we wzmacniaczach pełnej mocy w celu ograniczenia krawędzi zakresu audio., gdzie nieprzyjemne zakłócenia zwykle „osiadają”. Jednak stosując obwody filtra górnoprzepustowego, można to uporządkować Filtr dolnoprzepustowy do subwoofera:

Rysunek 38. Filtr subwoofera

Rysunek 39. Pasmo przenoszenia filtra subwoofera

Pomimo pełnej funkcjonalności tego filtra, nie do końca słuszne byłoby zalecanie jego stosowania - nie ma ograniczeń w zakresie częstotliwości podczerwonych, a to zwiększa ryzyko przegrzania cewki głowicy dynamicznej lub jej uszkodzenia mechanicznego na skutek uderzeń w układ magnetyczny.

Rozważmy teraz następujący schemat jako filtr:

Rysunek 40.

Tutaj wzmacniacz operacyjny jest podłączony przez wejście odwracające, a wzmacniacz operacyjny OOS zawiera łańcuchy RC, które z pewnością będą miały wpływ na charakterystykę częstotliwościową tego obwodu. Obwód zawiera również rezystor zmienny X1, przy silniku w położeniu środkowym elementy OOS i obwód wejściowy są całkowicie symetryczne, co daje prawo do założenia, że ​​OOS kompensuje zmiany w odpowiedzi częstotliwościowej, które elementy wejściowe zrobi. Na wykresie po lewej stronie silnika zapisana jest wartość rezystora, w tym przypadku jest to 100 kOhm, a po prawej stronie położenie silnika wyrażone procentowo w stosunku do jego pełnego skoku, tj. 50 oznacza, że ​​silnik jest pośrodku. Aby sprawdzić ocenę odpowiedzi częstotliwościowej, przyjrzyjmy się odpowiedzi częstotliwościowej tego obwodu generowanej przez symulator:

Rysunek 41.

Rzeczywiście, czerwona linia pokazująca kształt pasma przenoszenia praktycznie podąża za znacznikiem zerowym. Teraz przesuńmy suwak rezystora zmiennego w stronę R2:

Rysunek 42.

Jak widać na rysunku, wzmacniacz zaczął wzmacniać pewien odcinek pasma przenoszenia, znajdujący się w obszarze 40 Hz, co wskazuje, że reaktancja kondensatorów C2 i C3 zmienia się tak bardzo, że zaczyna wpływać na środowisko sprzężenia zwrotnego, a kształt powstałej odpowiedzi częstotliwościowej bardzo przypomina kształt odpowiedzi częstotliwościowej obwodu rezonansowego LC, jednakże nie ma tu indukcyjności, dlatego rezonans jako taki nie jest możliwy. Aby określić częstotliwość impulsów, wprowadzono dodatkową koncepcję - QUASIRESONANCE. Quasi-rezonans może powodować zarówno wzrost pasma przenoszenia, jak i załamanie w dół - wystarczy przesunąć suwak rezystora zmiennego w stronę R4:

Rysunek 43

Za pomocą tego filtra możesz już tworzyć Kompletny filtr do subwoofera, ponieważ ma dobre ograniczenia w obszarze częstotliwości podczerwonych. Jedyną rzeczą, która może być wymagana, jest zmiana wartości kondensatorów ustawiających częstotliwość, ponieważ współczynnik jakości filtra jest dość wysoki. Rezultatem jest następujący obwód i jego charakterystyka częstotliwościowa:

Rysunek 44

Używając kilku filtrów połączonych równolegle, ale posiadając różne kondensatory do ustawiania częstotliwości, można zbudować korektor - kontrolę barwy, która dokonuje regulacji w czterech lub więcej sekcjach (pasmach) odpowiedzi częstotliwościowej. Rysunek 45 przedstawia schemat takiego 8-pasmowego korektora:

Rysunek 45. Schemat ideowy 8-pasmowego korektora.

Nie jest to jednak jedyny sposób na zbudowanie korektorów przy użyciu wzmacniaczy operacyjnych. Rysunek 47 przedstawia schemat całkowicie pasywnego korektora, w którym wzmacniacze operacyjne działają jako wzmacniacz buforowy (X1) i kompensator strat (X2).

Rysunek 46. Schemat ideowy korektora pasywnego,
publikowane w magazynie RADIO w latach osiemdziesiątych.

Czasami, aby zbudować korektory oparte na wzmacniaczach operacyjnych, należy je rozdzielić filtry pasmowo-przepustowe, zawarty w OOS innego systemu operacyjnego. Umożliwia to zmniejszenie wzajemnego wpływu pasm, a także zmianę w szerokim zakresie wartości wzrostu i spadku sekcji odpowiedzi częstotliwościowej wybranego pasma:

Rysunek 47.

Jednakże przy budowie korektora stereo pożądane jest, aby oba kanały były identyczne, a to wymaga użycia rezystorów i kondensatorów bez zmiany parametrów. Znalezienie takich jest bardzo trudne, dlatego trzeba wybrać zarówno rezystory, jak i kondensatory. Zmiana konstrukcji obwodów filtrów pasmowo-przepustowych, a mianowicie zastosowanie filtrów regulowanych, pozwoli pozbyć się tego kłopotu. W latach osiemdziesiątych RADIO opublikowało schemat podobnego korektora opartego na K157UD2. Zastosowanie tych konkretnych wzmacniaczy operacyjnych uzasadniono faktem, że są one dualne. Jednak dzisiaj nie brakuje mikroukładów zawierających 4 wzmacniacze operacyjne w swoim opakowaniu, dlatego zwiększenie liczby wzmacniaczy operacyjnych dla regulowanych filtrów praktycznie nie będzie miało wpływu na wzrost liczby mikroukładów. Schemat pięciopasmowego korektora opartego na regulowanych filtrach pokazano na rysunku 48, a korektor ten można łatwo rozszerzyć do 15 pasm:

Rysunek 48.

Swoją drogą, to wszystko zaproponowane powyżej korektory pochodziły z kategorii grafika, tj. W przypadku korzystania z rezystorów regulowanych suwakiem należy zastosować kalibrację w pobliżu każdego suwaka, a następnie na podstawie położenia suwaka rezystora można ocenić kształt odpowiedzi częstotliwościowej:

Rysunek 49. Panel przedni korektora graficznego PRIBOI E024S

Jednakże Istnieje inny rodzaj korektora - parametryczny. Korektory te pozwalają wpływać nie tylko na wzrost i spadek pasma przenoszenia w określonym obszarze, ale także przesuwać ten obszar, a dodatkowo regulować współczynnik jakości.

Rysunek 50. Panel przedni korektora parametrycznego Klark Teknik DN410

W życiu codziennym takie korektory są używane niezwykle rzadko, pozwalają jednak dokładniej dostosować pasmo przenoszenia w zależności od potrzeb.

Tak naprawdę mówimy o korektorach parametrycznych, ponieważ obwód na rysunku 48 umożliwia przekształcenie tego korektora na parametryczny, dla którego konieczna jest wymiana rezystorów dostrajających filtrów środkowoprzepustowych na połączony szeregowo rezystor dostrajający o niższej wartości i rezystor zmienny umieszczony na panelu przednim.

Z drugiej strony nikt nie zabrania wykorzystania jednego pasma tego korektora do wyizolowania i wzmocnienia wąskiego fragmentu pasma przenoszenia, czyli właśnie tego, co jest potrzebne do stworzenia wielofunkcyjnego filtra dla subwoofera, do którego pozostaje tylko dołożyć przesuwnik fazowy, aby wyeliminować zmianę fazy zachodzącą w samym filtrze. Wynik jest następujący obwód filtra subwoofera:

Rysunek 51. Schemat obwodu filtra subwoofera

Rysunki 52 i 53 pokazują zmiany kształtu odpowiedzi częstotliwościowej w zależności od regulacji częstotliwości i współczynnika jakości:

Rysunek 52. Zmiana częstotliwości filtra subwoofera

Rysunek 53. Zmiana współczynnika jakości filtra subwoofera.

Wszystkie wcześniej rozważane opcje wykorzystania wzmacniaczy operacyjnych opierały się na zastosowaniu OOS - negatywne sprzężenie zwrotne. Jednakże Wzmacniacz operacyjny może być również objęty pozytywnym sprzężeniem zwrotnym - POS, tj. zaczyna się informacja zwrotna WEJŚCIE NIEODWRACAJĄCE. Włączenie to pozwala na „digitalizację” niektórych zdarzeń analogowych, np. po osiągnięciu określonej temperatury powinno nastąpić jakieś zdarzenie, np. powinien włączyć się wentylator wymuszony, a gdy tylko temperatura spadnie poniżej określonej temperatury, powinno się wyłączyć. Można przeprowadzić podobne działania obwód sterujący wentylatora, jak pokazano na rysunku 54.

Rysunek 54. Schemat ideowy sterowania wentylatorem.

Na schemacie R7 działa jak wentylator komputerowy, którego rozmiar i wydajność zależą od konstrukcji wzmacniacza. Rezystor trymera X1 reguluje próg odpowiedzi. Rezystor R8 służy do włączania wentylatora na minimalnych obrotach i musi mieć moc co najmniej 1 W, a rezystancję dobiera się w zależności od wydajności. Dla większej przejrzystości podłączmy do obwodu generator niskiej częstotliwości o małej amplitudzie, symulując zmianę R2 w zależności od temperatury i porównajmy napięcia wejściowe i wyjściowe wzmacniacza operacyjnego:

Rysunek 55. Napięcia wejściowe i wyjściowe wzmacniacza operacyjnego.

Tutaj niebieska linia wskazuje napięcie wejściowe na wejściu odwracającym, czerwona linia na wejściu nieodwracającym, a zielona linia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego. Ponieważ napięcie wyjściowe się zmienia, poprzez rezystor R4 wpływa to również na wartość napięcia na wejściu nieodwracającym, jednak na tym rysunku zależność zmian nie jest zbyt wyraźnie widoczna, więc wyłączmy napięcie na wyjściu op -amp i przyjrzyj się bliżej napięciom na wejściach:

Rysunek 56. Napięcie wejściowe wzmacniacza operacyjnego.

Podczas gdy termistor R2 jest zimny, jego rezystancja jest wysoka, a napięcie na wejściu odwracającym będzie dodatnie, dlatego napięcie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego będzie jak najbliżej ujemnego napięcia zasilania (niebieska linia na rysunku 56 ), a to z kolei doprowadzi do pojawienia się niewielkiego ujemnego napięcia na wejściu nieodwracającym, około -0,3 V (czerwona linia na rys. 56). W miarę nagrzewania się R2 jego rezystancja zacznie się zmniejszać, co spowoduje spadek napięcia na wejściu odwracającym wzmacniacza operacyjnego, a następnie przejście do wartości ujemnej.

Gdy tylko napięcie na wejściu odwracającym stanie się mniejsze niż na wejściu nieodwracającym, wartość napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego zacznie rosnąć, co pociągnie za sobą wzrost napięcia na wejściu nieodwracającym i różnica napięć na wejściach wzmacniacza operacyjnego wzrośnie jeszcze bardziej. Ponieważ wzmacniacz operacyjny wzmacnia tylko różnicę napięć na wejściu odwracającym i nieodwracającym, wzrost różnicy napięć pociągnie za sobą jeszcze większy wzrost napięcia wyjściowego na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, a różnica napięć wejściowych będzie stać się jeszcze większym. W ten sposób powstaje proces lawinowy, który przyczynia się do niemal natychmiastowej zmiany napięcia wyjściowego na wyjściu wzmacniacza operacyjnego, co faktycznie ma miejsce na rys. 56, w pierwszym punkcie skali czasu. Pod koniec tego procesu na wyjściu wzmacniacza operacyjnego powstaje napięcie zbliżone do dodatniego źródła zasilania, a na wejściu nieodwracającym pojawia się napięcie dodatnie 0,3 V.

Pojawienie się dodatniego napięcia na wyjściu wzmacniacza operacyjnego otwiera tranzystor Q1 (2N5551), który z kolei otwiera Q2 (BD139) i wentylator zwiększa prędkość do maksymalnej. Nawiasem mówiąc, do wszystkich wentylatorów komputerowych nie można dostarczyć napięcia prawie 15 V, ponieważ nie wszystkie wentylatory mają urządzenie sterujące uzwojeniem silnika, które pozwala im pracować z większymi prędkościami. Po osiągnięciu maksymalnej prędkości i dalszym zwiększeniu napięcia zasilania pole magnetyczne sklejonych magnesów silnika ma już czas, aby „przekroczyć” wymagany czujnik Halla i w rezultacie zwiększają się wibracje silnika, spadają obroty i nagrzewanie włączników mocy silnika gwałtownie wzrasta. Dlatego przy zasilaniu obwodu z napięcia ±15 V należy w szeregu z wentylatorem podać rezystor o mocy 0,5 W. Rezystancję tego rezystora dobiera się tak, aby na wentylatorze było 12-13 V, zwykle wystarczy 5...10 Ohm.

Logicznie rzecz biorąc, gdy tylko rozpocznie się chłodzenie, rezystancja termistora powinna wzrosnąć, ale załóżmy, że opór cieplny grzejnika nie jest zbyt dobry i termistor nadal się nagrzewa, a napięcie na wejściu odwracającym nadal maleje.
Ale po pewnym czasie termistor zacznie się ochładzać, a jego rezystancja zacznie rosnąć, a napięcie na wejściu odwracającym zacznie rosnąć, osiągnie zero i stanie się wartością dodatnią. Gdy tylko napięcie osiągnie wartość równą napięciu na wejściu nieodwracającym i natychmiast rozpoczyna się proces lawinowy, ale w kierunku ujemnym - moc wyjściowa zacznie spadać, powodując spadek napięcia na wejściu nieodwracającym , zwiększając różnicę napięcia na wejściu wzmacniacza operacyjnego i ostatecznie zbliżając się do napięcia tak bardzo, jak to możliwe, ujemnego napięcia zasilania. To właśnie dzieje się w punkcie czasowym 2, w którym wentylator się wyłącza.

Jak Z wykresu widać, że załączenie wzmacniacza operacyjnego nie następuje przy tej samej temperaturze - najpierw powinno nastąpić lekkie przegrzanie (napięcie na termistorze powinno spaść poniżej -0,3 V), w stosunku do ustawionej wartości , a następnie lekkie przechłodzenie (napięcie na termistorze powinno przekraczać + 0,3 V). Na tej podstawie możesz zbudować wykres pokazany na rysunku 57:

Rysunek 57.

Powstały diagram przedstawia jedną z możliwych Implementacje wyzwalacza Schmitta lub komparator, a wykres przedstawiony na rysunku 57 jest opisem Pętle histerezy, tj. ten diagram można uznać za najprostszy przetwornik analogowo-cyfrowy- ADC.
Oprócz kontroli temperatury podobne obwody można wykorzystać do sterowania drugim poziomem mocy w potężnych wzmacniaczach audio klasy H. Zasada działania tych wzmacniaczy polega na podziale napięcia zasilania na dwie, zwykle identyczne części, i dopóki poziom sygnału wyjściowego jest mniejszy niż dolne zasilanie, stopień końcowy wykorzystuje źródło niskiego napięcia. Gdy tylko amplituda sygnału wyjściowego zacznie zbliżać się do wartości napięcia zasilania, „druga część” zasilania jest dostarczana do stopnia końcowego. Aby uzyskać bardziej szczegółowy wygląd, używamy wzmacniacza Holton:

Rysunek 58. Schemat obwodu Holtona w klasie H

W tym schemacie jako komparator używany jest wyspecjalizowany wzmacniacz operacyjny LM311, który ma tranzystor na wyjściu oraz wyjściowy emiter i kolektor, co znacznie rozszerza możliwości tego mikroukładu - możliwe jest włączenie zarówno wzmacniacza, jak i wyjścia z otwartym kolektorem.

Gdy tylko napięcie na wyjściu wzmacniacza osiągnie +40 V, komparator X3 zmieni napięcie na swoim wyjściu, tranzystory X9 i X10 zostaną otwarte, a do drenów tranzystorów zostanie przyłożone napięcie +100 V. Ostatni etap. Gdy tylko napięcie wyjściowe spadnie poniżej 22 V, komparator ponownie zmieni swój stan i „drugie piętro” zasilania zostanie wyłączone. Napięcie przy którym załączane i wyłączane jest „drugie piętro” zasilania zależy od położenia rezystora trymera R30, a pętlę histerezy tworzy rezystor R37 i w tym obwodzie wartość tego rezystora jest nieco zaniżona dla większych przejrzystość. Powtarzając obwód, zaleca się użycie wartości znamionowej 2,2 MΩ. Jeśli masz pewność, że masz PRAWIDŁOWY układ płytki drukowanej, a prawdopodobieństwo zakłóceń impulsowych jest zmniejszone do minimum, możesz całkowicie zrezygnować z tego rezystora - pozwala na to wewnętrzna struktura mikroukładu.

Dla ramienia ujemnego zachodzi ten sam proces, tyle że jest on monitorowany przez komparator na X4, a drugi poziom mocy jest podłączony do tranzystorów M7 i M8.

Rysunek 59. Sterowanie drugim poziomem mocy wzmacniacza klasy H.

IRF640 i IRF9640, jako najbardziej popularne, służą jako tranzystory do podłączenia drugiego poziomu mocy w obwodzie. Rezystory R63, R64, R69, R71 służą do ograniczenia procesu szokowego, który występuje, gdy otwierają się tranzystory drugiego poziomu i który nieuchronnie pojawia się na sygnale wyjściowym. Aby ograniczyć ten sam proces, stosuje się również kondensatory C13 i C14. Jeśli nie ma problemów z konfiguracją, to zamiast par tranzystorów mocy można zastosować po jednym tranzystorze o wyższym prądzie IRF5210 dla ramienia dodatniego i IRF3710 dla ramienia ujemnego. Rezystory w źródłach należy zmniejszyć do 0,1 oma. Układy sterujące zasilane są przez stabilizatory parametryczne R53-D8-D9 dla dodatniego ramienia zasilającego i R56-D10-D11 dla ujemnego ramienia zasilającego. Dwie identyczne diody Zenera zapewniają wirtualny punkt środkowy dla każdego wzmacniacza operacyjnego i ten punkt jest punktem odniesienia dla działania komparatora.

No właśnie, co dokładnie daje takie włączenie ostatniego etapu? Przede wszystkim ograniczenie ciepła wydzielanego przez kaskadę końcową, gdyż zmiana napięcia zasilania kaskady końcowej znacznie zmniejsza ilość ciała wydzielanego przez tę kaskadę. A ponieważ wytwarzane ciepło stało się znacznie mniejsze, w tym ostatnim etapie można już zastosować mniejszą liczbę par tranzystorów, co już pozwala zaoszczędzić pieniądze. Dodatkowo jako tranzystory stopnia końcowego zastosowano IRFP240-IRFP9240, maksymalne napięcie DRAIN-SOURCE wynosi 200 V, dlatego napięcie zasilania wzmacniacza według tradycyjnego obwodu nie powinno przekraczać ±90 V (dziesięć woltów dla marginesu technologicznego, chociaż jest to niewystarczająco). Stosując dwupoziomowy zasilacz, napięcie można zwiększyć, ponieważ w dowolnym momencie do tranzystorów nie zostanie przyłożone więcej niż 3/4 całkowitego napięcia zasilania. Innymi słowy, nawet przy zasilaniu dwupoziomowym o wartości ±50 V i ±100 V, do tranzystorów zostanie przyłożone napięcie nie większe niż 150 V, ponieważ nawet przy maksymalnej amplitudzie sygnału wyjściowego jeden z tranzystory sterujące drugiego poziomu zostaną zwarte - jeśli sterowanie dodatnią półfali zostanie zamknięte na wyjściu „drugie piętro” ujemnego napięcia i odwrotnie - jeśli na wyjściu będzie ujemna półfala, wówczas sterowanie pozytywne „drugie piętro” będzie zamknięte.

Obwód może zorganizować działanie komparatora w taki sposób, że będzie on monitorował nie jeden poziom napięcia w porównaniu z napięciem odniesienia, ale dwa. Takie komparatory nazywane są dwuprogowymi i można nimi sterować np. napięciem zasilania wzmacniacza, sterować poziomem napięcia stałego na wyjściu wzmacniacza. Z Ochrona napięcia stałego dla prądu przemiennego i zacznijmy:

Rysunek 60. Ochrona AC przed napięciem DC.

Tutaj wejście wzmacniacza operacyjnego jest początkowo zasilane napięciem polaryzacji, zorganizowanym na diodach D3 i D4 (1N4148). Wyjściem wzmacniacza mocy jest generator sygnału sinusoidalnego V1 i jeśli pojawi się na nim dodatnie napięcie stałe, to nie będzie on mógł zwiększyć wartości na wejściu nieodwracającym - nie da D3, ale na wejściu odwracającym nic nie stoi na przeszkodzie, aby wzrost napięcia dodatniego na wyjściu Wzmacniacz operacyjny zostanie utworzony prawie minus napięcie zasilania, co spowoduje zamknięcie tranzystora kompozytowego Q1-Q2 i wyłączenie przekaźnika (R12). Jeżeli na wyjściu wzmacniacza pojawi się napięcie ujemne, to na wejściu odwracającym nie będzie ono mogło wzrosnąć, a raczej zmniejszyć - nie da D4, ale na wejściu nieodwracającym z łatwością może przyjąć wartości ujemne, co doprowadzi również do pojawienia się prawie ujemnego napięcia na wyjściu zasilacza wzmacniacza operacyjnego i przekaźnik ponownie się wyłączy. Przykładowo przyłóżmy napięcie z generatora o amplitudzie 9 V i częstotliwości 0,1 Hz, co można uznać za symulujące napięcie stałe:

Rysunek 61. Wykresy czasowe zadziałania zabezpieczenia AC, czas trwania 10 sekund.

Niebieska linia to sygnał z generatora, czerwona linia to napięcie na kolektorach Q1 i Q2.
Łańcuch C2 i R13 służy do opóźnienia podłączenia głośników w momencie załączenia wzmacniacza i przez krótki czas (w czasie ładowania C2) podaje na wejście urządzenia niewielkie napięcie dodatnie.

W czym ten obwód jest lepszy od popularnych analogów tranzystorowych? Jest jeden niuans, który prędzej czy później może doprowadzić do kłopotów. Weźmy na przykład jeden z popularnych schematów ochrony napięcia stałego:

Rysunek 62. Schemat ideowy zabezpieczenia AC od napięcia stałego.

Plus na wyjściu wzmacniacza otwiera się Q1 – Q3 zamyka się, minus na wyjściu wzmacniacza otwiera się Q2 – Q3 zamyka się, wszystko wydaje się być w porządku, ale jak to się dzieje? Pojemność C2 jest na tyle duża, że ​​nie pozwoli na natychmiastowe włączenie i wyłączenie przekaźnika prędkość zamykania i otwierania styków przekaźnika maleje, co powoduje spalenie styków i ostatecznie - awarię przekaźnika. Dla jasności spójrzmy na wykresy napięć na kolektorach przekaźników sterujących tranzystorów:

Rysunek 63. Oscylogramy na kolektorach tranzystorów mocy.

Tutaj niebieska linia to napięcie na kolektorze Q2 z rys. 62, a czerwona linia na kolektorze tranzystora Q2 z rys. 60. Jak widać z rysunku dla tradycyjnego zabezpieczenia, następuje zmiana napięcia zasilania przekaźnika w ciągu 0,1 sekundy, podczas gdy dla zabezpieczenia wzmacniaczem operacyjnym czas przełączania zależy tylko od prędkości samego wzmacniacza operacyjnego i prędkości tranzystorów mocy, tj. niemal natychmiastowo, w porównaniu do tradycyjnych.

Stosując tę ​​samą zasadę, możesz organizować miękki start wzmacniacza mocy, a oprócz samego miękkiego startu obwód będzie również monitorował napięcie zasilania. Jeżeli napięcie zasilania pomocniczego zmieni się powyżej lub poniżej ustawionego limitu, np. podczas prac spawalniczych na tej samej fazie napięcia sieciowego lub podczas wietrznej pogody, przewody linii sieciowej zachodzą na siebie i w gniazdku pojawia się napięcie 280-340 V, wówczas obwód ten automatycznie przełączy wzmacniacz na start. Jeśli sytuacja będzie się utrzymywać przez dłuższy czas, spowoduje to przepalenie rezystora ograniczającego prąd i całkowite wyłączenie wzmacniacza. Schemat ideowy pokazano na rysunku 64:

Rysunek 64.

Tutaj V1 i V1 symulują uzwojenia wtórne transformatora mocy, V3 - symulują skoki napięcia sieciowego, R1 i R2 - symulują JEDEN rezystor połączony szeregowo z uzwojeniem pierwotnym transformatora mocy i bocznikowany przez styki przekaźnika, którego uzwojenie symuluje rezystor R15, R 3 - symuluje prąd spoczynkowy mocy wzmacniacza. Aby uzyskać węższy zakres działania, w obwodzie zastosowano diody Schottky'ego, ponieważ mają niższy spadek napięcia, można je zastąpić 1N4144.

W momencie załączenia kondensator C3 jest rozładowywany i przekaźnik zostaje wyłączony; kondensatory filtrujące zasilanie wtórne ładowane są poprzez rezystor zainstalowany szeregowo z uzwojeniem pierwotnym transformatora. Często czas ładowania wtórnych kondensatorów mocy przekracza czas ładowania C3, dlatego styki przekaźnika pozostają otwarte. Gdy tylko napięcie na górnym zacisku C1 osiągnie określony poziom, następuje uruchomienie komparatora i załączenie przekaźnika - obwód przechodzi w tryb pracy. gdy tylko napięcie na C1 spadnie lub spadnie poniżej napięcia ustawionego przez rezystor dostrajający R5, komparator ponownie zacznie działać i wyłączy przekaźnik - zasilanie będzie dostarczane przez rezystor ograniczający prąd. Moc transformatora nie wystarcza już do spalenia końcowych tranzystorów wzmacniacza, w których zaczną powstawać procesy przejściowe podczas przepięć. Jeśli jednak kondensatory są wystarczająco duże, wówczas zgromadzona w nich energia może wystarczyć, aby spowodować awarię, dlatego zaleca się zastosowanie wysokoprądowego przekaźnika wysokonapięciowego z trzema grupami przełączającymi styków. Jedna grupa będzie bocznikować rezystor w uzwojeniu pierwotnym transformatora, a druga grupa będzie bocznikować rezystory ograniczające prąd zainstalowane wzdłuż szyn zasilających za głównymi kondensatorami mocy wtórnej:

Rysunek 65. Najbardziej optymalne wykorzystanie grup styków przekaźnika.

W ramach dodatkowej usługi obwód ten może także monitorować stan techniczny C1 (rys. 64) i w przypadku spadku jego pojemności na skutek „wysuszenia” urządzenie nie pozwoli nawet na doprowadzenie zasilania do wzmacniacza mocy. Ale tutaj będziesz musiał dodać dokładnie ten sam obwód, aby monitorować stan techniczny kondensatorów ujemnego ramienia zasilającego, jednak zastosowanie wzmacniacza operacyjnego typu TL072 (2 wzmacniacze operacyjne w jednym przypadku) zmniejszy ilość użytych części.

Na koniec pozostaje rozważyć jeszcze jeden sposób wykorzystania wzmacniaczy operacyjnych, zwykle stosowanych w wysokiej jakości wzmacniaczach mocy, a zwłaszcza ich zastosowanie jako wzmacniacza stałonapięciowego.

Aby napięcie stałe na wyjściu wzmacniacza mocy było jak najbardziej zbliżone do zera, stosuje się integratory - moduły monitorujące wartość napięcia stałego i na podstawie wartości składowej stałej dokonują regulacji wzmacniacza trybach pracy, zbliżając w ten sposób poziom napięcia stałego do zera. Weźmy na przykład ten sam wzmacniacz Holton:

Rysunek 66. Schemat ideowy wzmacniacza Holtona ze wzmacniaczem buforowym i integratorem.

Napięcie wyjściowe wzmacniacza mocy przechodzi przez rezystor R49 do kondensatora C21, który odfiltrowuje zmienną składową sygnału. Diody back-to-back D12 i D13 zapobiegają przekroczeniu napięcia wejściowego wzmacniacza operacyjnego, chroniąc go przed przeciążeniem. Następnie napięcie trafia na wejście odwracające wzmacniacza operacyjnego X7 i jest porównywane z zerem, które jest podawane na wejście nieodwracające wzmacniacza operacyjnego. Wzmacniacz operacyjny jest objęty głębokim OOS, ale tylko pod względem napięcia przemiennego - jest to kondensator C20, dlatego wzmacnia tylko napięcie stałe, które jest dostarczane z wyjścia wzmacniacza operacyjnego przez rezystor R47 na wejście układu wzmacniacz. Jeżeli wyjście wzmacniacza ma dodatnie stałe napięcie, wówczas integrator na swoim wyjściu generuje napięcie ujemne o takiej wielkości, że napięcie na wyjściu wzmacniacza staje się równe zeru. Wzmacniacz operacyjny integratora porównuje wejście napięcie z zerem. Jeśli moc wyjściowa wzmacniacza jest ujemna, wówczas na wyjściu wzmacniacza operacyjnego powstaje napięcie dodatnie, ponownie wyrównując napięcie wyjściowe samego PA z zerem.

Wprowadzenie integratora pozwala dokładniej kontrolować obecność składowej stałej na wyjściu wzmacniacza i automatycznie ją koryguje, co pozwoliło znacznie zwiększyć rezystancję wejściową samego wzmacniacza - na rysunku 25 R8 jest równe 10 kOhm, wartość tego konkretnego rezystora na wyjściu wzmacniacza została ustawiona na zero.

To właściwie wszystkie główne sposoby wykorzystania wzmacniaczy operacyjnych w inżynierii dźwięku, jeśli wymyślisz własne - cześć i chwała.

Można oczywiście zarzucić, że nie wspomniano o potężnych wzmacniaczach operacyjnych, które można wykorzystać samodzielnie jako wzmacniacze mocy, np. TDA2030, TDA2050 itp. Ale jest to kwestia kontrowersyjna. Z jednej strony są to już zintegrowane wzmacniacze mocy, jak osobna gałąź, z drugiej strony wszystkie opcje załączenia wzmacniaczy operacyjnych są dla nich odpowiednie i podobnie jak wzmacniacze operacyjne mogą sumować sygnały, zmieniać ich częstotliwość odpowiedzi, mogą działać jako komparatory, a koszt TDA2030 jest niższy niż koszt wzmacniacza operacyjnego lub tranzystora i przekaźników niezbędnych do sterowania wentylatorem, ale TDA2030 jest w stanie sterować wentylatorem komputera bez dodatkowych elementów, a nie tylko jednego , ale kilka, połączonych zarówno szeregowo, ze wzrostem mocy, jak i równolegle - pozwala na to zakres napięć zasilania. Ponownie, zdecydowaną większość wzmacniaczy dyskretnych można uznać za wzmacniacze operacyjne, ponieważ mają one zarówno wejście nieodwracające, jak i wejście odwracające, dlatego wszystkie przepisy dotyczące sprzężenia zwrotnego wzmacniacza operacyjnego mają do nich całkiem zastosowanie. Więc zastanów się jeszcze nad tym sam – TO BĘDZIE KREATYWNE PODEJŚCIE.

Uprzedzając zarzuty, że dałoby się dodać małą kartkę referencyjną na temat najpopularniejszych wzmacniaczy operacyjnych, odpowiem – taka karta jest w opracowaniu i pojawi się w połowie października jako dodatek do tego artykułu.

Jednym z mankamentów tego artykułu jest brak zdjęć i rysunków płytek drukowanych, proponuje się tu jednak obwody, z których część była montowana w osobnych modułach ponad dwadzieścia lat temu, a jeśli dziś konieczna jest instalacja, to po prostu zintegrowane bezpośrednio z płytką urządzenia i nie są wykorzystywane jako oddzielny moduł. Dlatego zaprojektuj samodzielnie płytki drukowane lub poszukaj ich na stronie.

Załącznik do artykułu

Wzmacniacze operacyjne dzielą się na kilka kategorii, z których najpopularniejszą są powszechnie stosowane wzmacniacze operacyjne, które mają dobre parametry, choć dziś uznawane są za przeciętne. Istnieją precyzyjne wzmacniacze operacyjne przeznaczone do stosowania w sprzęcie pomiarowym. Jest też jeden przeznaczony specjalnie dla urządzeń audio.

Czym się różnią poza ceną? Przede wszystkim schemat. Weźmy na przykład schemat obwodu powszechnie używanego wzmacniacza operacyjnego TL071, który jest uważany za dźwięk:

Rysunek 1. Schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego TL071

Rysunek 2. Schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego AD744

Oprócz różnic w obwodach, te wzmacniacze operacyjne różnią się między sobą zastosowanymi tranzystorami - AD774 ma szybsze tranzystory, co oczywiście wpływa na częstotliwość wzmocnienia jedności. AD744 ma częstotliwość wzmocnienia jedności co najmniej 13 MHz, podczas gdy TL071 ma częstotliwość wzmocnienia jedności 3 MHz. Mają też inny poziom THD - dla AD744 jest to 0,0003%, dla TL071 firmy Texas Instruments - 0,003%, a dla TL071 firmy STMicroelectronics - 0,01%, wreszcie w schemacie AD744 znajdują się dwa rezystory dostrajające generator prądu, tak, tak, dokładnie dostrajający. Oczywiście mikroukłady nie mają szczelin do regulacji. Rezystory te są regulowane laserowo po wytworzeniu kryształu wzmacniacza operacyjnego, aż do uzyskania optymalnego trybu pracy stopnia różnicowego, a w efekcie uzyskania minimalnego poziomu THD.

Nawet bez zagłębiania się w ekonomię powinno być jasne, że koszt wzmacniaczy operacyjnych podanych jako przykład będzie różnił się kilkukrotnie, a dokładniej prawie 20-krotnie. Początkowe parametry komponentów wyjaśniają także dominację rynku TL071 firmy STMicroelectronics, ponieważ te popularne wzmacniacze operacyjne muszą być sprzedawane w tej samej cenie, co wzmacniacze operacyjne firmy Texas Instruments – nie każdy kupujący potrafi wyjaśnić różnicę. Większość skupia się wyłącznie na nazwie i nie zagłębia się w fakt, że te same mikroukłady różnych producentów różnią się nawet dokładnością zastosowanych rezystorów, nie mówiąc już o półprzewodnikach. Rysunek 3 przedstawia schemat obwodu TL071 firmy STMicroelectronics, parametry elementów pasywnych różnią się od tych pokazanych na rysunku 1:

Rysunek 3. Schemat ideowy wzmacniacza operacyjnego TL071 firmy STMicroelectronics

Biorąc pod uwagę, że rozrzut parametrów rezystorów liczony jest od ostatniej cyfry i wynosi zwykle 5%, stwierdzamy, że rozrzut rezystorów w stopniu różnicowym dla mikroukładu firmy STMicroelectronics Wzmacniacze operacyjne firmy Analog Devices mają następujące wymiary obudowy:
SOIC_N (R8) długość korpusu 4 mm, szerokość 5 mm, skok przewodu 1,27 mm, długość przewodu powyżej 1 mm
Korpus MSOP (RM8) długość 3 mm, szerokość 3 mm, skok przewodu 0,65 mm, długość przewodu poniżej 1 mm

Dla porównania tabela zawiera powszechnie stosowany wzmacniacz operacyjny TL071 różnych producentów.
Jednak zastosowanie drogich wzmacniaczy operacyjnych do wzmacniacza ma sens tylko wtedy, gdy dysponuje się odpowiednimi zestawami głośnikowymi, a przede wszystkim nie należy zapominać o źródle sygnału audio.

Oczywiście zastosowanie dobrych wzmacniaczy operacyjnych we wzmacniaczu współpracującym z przeciętnymi głośnikami i budżetowym źródłem będzie zauważalne, ale i tak ten wzmacniacz operacyjny nie będzie w stanie w pełni ujawnić wszystkich możliwości - ścieżka musi w pełni odpowiadać wybraną kategorię cenową.

Tagi:

• Jednostka organizacyjna

Artykuł o powstaniu wzmacniacza, którego obwody i konstrukcja wykorzystują nietradycyjne rozwiązania techniczne. Projekt ma charakter non-profit.

Sprzętem audio i słuchaniem muzyki zacząłem interesować się bardzo dawno temu, bo pod koniec lat 80-tych i przez długi czas byłem przekonany, że każdy system nagłośnieniowy marki Sony, Technics, Revox itp. znacznie lepsze niż wzmacniacze krajowe, a nawet lepsze niż wzmacniacze domowej roboty, ponieważ zachodnie marki mają technologię, najwyższej jakości części i doświadczenie.

Wszystko zmieniło się po artykule A.M. Lichnickiego w czasopiśmie „Audiomagazin” nr 4(9) 1996, który opowiadał o opracowaniu i wprowadzeniu do produkcji w latach 70. wzmacniacza Brig-001, którego jest autorem. Przez przypadek po krótkim czasie w moje ręce wpadł wadliwy Brig-001 z pierwszych numerów. Używając wyłącznie oryginalnych, domowych części z lat 70-80-tych, doprowadziłem ten PA do pierwotnego stanu, aby można było jak najbardziej wiarygodnie ocenić jego możliwości dźwiękowe.

Podłączenie wzmacniacza Brig-001 zamiast domowego systemu audio Technics SU-A700 mnie zszokowało – Brig zagrał znacznie lepiej, choć parametry były skromniejsze i był o 20 lat starszy własnymi rękami, zdolnymi do wymiany standardowego w systemie audio, co zostało zrobione w 1998 roku, głównie na bazie krajowych elementów o akceptacji wojskowej. Nowe urządzenie nie pozostawiało szans na odsłuch porównawczy z bardziej znanymi wzmacniaczami, takimi jak modele ze średniej półki NAD i Rotel, i nawet w porównaniu ze swoimi starszymi braćmi wypadło całkiem przekonująco. Projekt otrzymał dalsze rozwinięcie w 2000 roku w postaci dwublokowego PA według tego samego schematu, ale z nową konstrukcją i zwiększoną energochłonnością zasilania. Porównywano go już ze wzmacniaczami tranzystorowymi i lampowymi w kategorii cenowej do kilku tysięcy dolarów i w wielu przypadkach przewyższał je jakością dźwięku. Wtedy zdałem sobie sprawę z jeszcze jednej rzeczy – o niemal wszystkim decyduje konstrukcja wzmacniacza.

Analizując wyniki odsłuchów, zwłaszcza z udziałem tych wzmacniaczy, które zagrały lepiej niż mój dwuczęściowy PA, doszedłem do wniosku, że najczęściej albo dobre konstrukcje lampowe, albo tranzystorowe bez ogólnego OOS okazywały się lepsze . Wśród nich znalazły się także PA z głębokim OOOS, których specyfikacje często charakteryzowały się bardzo wysokimi wartościami szybkości narastania napięcia wyjściowego – 200 V/µs i wyższymi. Z reguły urządzenia te były drogie, a ich obwody nie były publicznie dostępne. Mój terminal też miał dość głębokie OOOS, ale wydajność w porównaniu do nich była niska - około 50 V/µs, przy porównywalnym napięciu wyjściowym. Czasem brakowało mu umiejętności pełnego oddania naturalności barw instrumentów muzycznych i głosów wykonawców, a także emocji muzyków. W niektórych utworach uproszczono prezentację muzyki, część bogactwa brzmieniowego ukryto za rodzajem cienkiej szarej zasłony. Jest to prawdopodobnie tak zwany „dźwięk tranzystorowy” charakterystyczny dla systemów PA ze sprzężeniem zwrotnym.

Przyczyny „tranzystorowego” dźwięku w systemie PA z OOOS były wielokrotnie omawiane na forach, w książkach o projektowaniu obwodów oraz w publikacjach w czasopismach poświęconych temu tematowi. Jedna ze znanych wersji, której się trzymam, jest taka, że ​​niska impedancja wyjściowa wzmacniaczy objętych ogólną pętlą sprzężenia zwrotnego, mierzona na sygnale sinusoidalnym i aktywnym obciążeniu, w ogóle taka nie pozostaje podczas odtwarzania muzyki na głośnikach, co umożliwia przenikanie sygnałów EMF z głowic dynamicznych z wyjścia wzmacniacza przez obwody sprzężenia zwrotnego do jego wejścia. Sygnały te nie są odejmowane przez OOOS, ponieważ różnią się już kształtem i mają przesunięcie fazowe w stosunku do oryginalnych, dzięki czemu są bezpiecznie wzmacniane i ponownie wchodzą do systemów głośnikowych, powodując dodatkowe zniekształcenia i obce dźwięki w ścieżce audio. Okresowo omawiane są metody zwalczania tego efektu. Przykłady obejmują:

1. „Fałszywy” kanał OOOS, gdy jego sygnał jest pobierany z jednego z równolegle połączonych elementów stopnia końcowego, który nie jest podłączony do głośników, ale jest ładowany na rezystor o określonej wartości.

2. Zmniejszenie rezystancji wyjściowej PA jeszcze przed osiągnięciem OOOS.

3. Zwiększanie prędkości wewnątrz pętli OOOS do prędkości „kosmicznych”.

Naturalnie najskuteczniejszym sposobem radzenia sobie z artefaktami OOOS jest wykluczenie ich z projektu obwodu PA, ale moje próby zbudowania czegoś wartościowego bez OOOS na tranzystorach nie zakończyły się sukcesem. Uznałem, że nie jest już dla mnie praktyczne zaczynanie od zera w dziedzinie technologii audio lampowego. Metoda z punktu „1” wzbudziła wiele pytań, dlatego rozpocząłem eksperymenty ze zwiększaniem prędkości wewnątrz pętli sprzężenia zwrotnego, biorąc pod uwagę punkt „2”. Chciałbym od razu zwrócić uwagę na fakt, że szybkość narastania napięcia wyjściowego, wystarczająca, aby wzmacniacz poprawnie odtworzył atak dźwięku instrumentów muzycznych, jest wartością stosunkowo małą, a jej ultrawysokie wartości mają znaczenie wyłącznie w związku z działalnością OOO.

Jest oczywiste, że we wzmacniaczach z ogólną pętlą sprzężenia zwrotnego nie wszystkie problemy rozwiązuje się poprzez zwiększenie szybkości narastania, ale główna idea była następująca, przy niezmienionych wszystkich pozostałych parametrach: im wyższa prędkość w pętli sprzężenia zwrotnego, tym szybciej „Ogonki” sygnałów niekompensowanych przez sprzężenie zwrotne będą zanikać i powinien stanowić pewien próg ich zauważalności przez ucho, biorąc pod uwagę zmniejszenie czasu trwania artefaktów wraz ze wzrostem wydajności. Idąc w tym kierunku bardzo szybko natknąłem się na problem dotarcia przynajmniej do paska 100 V/μs w PA przy użyciu elementów dyskretnych – jeśli w układzie były kaskady na mocnych tranzystorach, wszystko okazało się znacznie trudniejsze. We wzmacniaczach z napięciowym sprzężeniem zwrotnym wysoka wydajność w żaden sposób nie „łączyła się” ze stabilnością, a w PA z TOC (ze sprzężeniem zwrotnym prądowym) nie dało się bez zastosowania integratora uzyskać akceptowalnego poziomu stałego napięcia przy wydajność, chociaż wszystko było w porządku z prędkością w porządku, a problemy ze stabilnością zostały rozwiązane. Integrator moim zdaniem nie zmienia dźwięku na lepsze, dlatego bardzo chciałem się bez niego obejść.

Sytuacja była praktycznie w ślepy zaułek i nie po raz pierwszy pojawiła się myśl, że jeśli stworzy się wzmacniacz mocy z napięciowym sprzężeniem zwrotnym, to korzystając z topologii przedwzmacniacza lub wzmacniacza telefonicznego, znacznie łatwiej będzie zrobić go wysokim -szybkość, szerokopasmowość, stabilność i brak integratora, co moim zdaniem powinno pozytywnie wpłynąć na jakość dźwięku. Pozostało tylko wymyślić, jak to wdrożyć. Przez prawie 10 lat nie było rozwiązania, jednak w tym czasie prowadzono domowe badania mające na celu zbadanie wpływu szybkości narastania napięcia wyjściowego wewnątrz ogólnej pętli sprzężenia zwrotnego na jakość dźwięku, dla czego stworzono prototyp umożliwiający przetestowanie różnych wzmacniaczy kompozytowych wykorzystujących wzmacniacze operacyjne.

Wyniki moich „badań” były następujące:

1. Szybkość i szerokość pasma wzmacniacza kompozytowego powinny rosnąć od wejścia do wyjścia.

2. Korekta jest tylko jednobiegunowa. Brak kondensatorów w obwodach OOS.

3. Dla wzmacniacza o maksymalnym napięciu wyjściowym 8,5 V RMS i głębokości OOOS około 60 dB zauważalny wzrost jakości dźwięku pojawia się gdzieś w przedziale 40-50 V/μs, a potem bliżej 200 V/ μs, gdy wzmacniacz praktycznie przestaje być „słyszalny” OOOS.

4. Powyżej 200 V/μs nie zaobserwowano zauważalnej poprawy, ale w przypadku PA o napięciu wyjściowym wynoszącym np. 20 V RMS do osiągnięcia tego samego wyniku potrzebne jest już 500 V/μs.

5. Filtry wejściowe i wyjściowe ograniczające pasmo PA nie brzmią najlepiej, nawet jeśli częstotliwość odcięcia jest znacznie wyższa niż górna granica zakresu audio.

Po nieudanych eksperymentach z PA opartymi na elementach dyskretnych, mój wzrok zwrócił się w stronę szybkich wzmacniaczy operacyjnych i zintegrowanych buforów, które mają najwyższy prąd wyjściowy. Wyniki wyszukiwania były rozczarowujące - wszystkie urządzenia o wysokim prądzie wyjściowym są beznadziejnie „wolne”, a urządzenia o dużej prędkości mają niskie dopuszczalne napięcie zasilania i niezbyt wysoki prąd wyjściowy.

W 2008 roku przez przypadek w Internecie odnaleziono dodatek do specyfikacji bufora scalonego BUF634T, w którym sami twórcy zaprezentowali układ wzmacniacza kompozytowego z trzema takimi buforami wyjściowymi połączonymi równolegle (rys. 1) – było to wówczas że pojawił się pomysł zaprojektowania systemu PA z dużą liczbą takich buforów na stopniu wyjściowym.

BUF634T to szerokopasmowy (do 180 MHz), ultraszybki (2000 V/µs) równoległy bufor wzmacniający o prądzie wyjściowym 250 mA i prądzie spoczynkowym do 20 mA. Jego jedyną wadą, można powiedzieć, jest niskie napięcie zasilania (+\- 15 V nominalnie i +\- 18 V – maksymalne dopuszczalne), co narzuca pewne ograniczenia na amplitudę napięcia wyjściowego.

W końcu zdecydowałem się na BUF634T, pogodziłem się z niskim napięciem wyjściowym, ponieważ byłem całkowicie usatysfakcjonowany wszystkimi innymi właściwościami bufora i jego właściwościami dźwiękowymi, i zacząłem projektować PA o maksymalnej mocy wyjściowej 20 W/ 4 omy.

Ryc.1

Wybór ilości elementów stopnia wyjściowego sprowadzał się do uzyskania PA pracującego w czystej klasie A przy obciążeniu 8 Ohm i zapewnienia, że ​​tryby prądowe elementów stopnia wyjściowego są dalekie od maksymalnych. Ustalono, że wymagana ilość wynosi 40+1. Dla dodatkowego 41. bufora ustalono minimalny prąd spoczynkowy - tylko 1,5 mA i miał on zostać wykorzystany w celu przeprowadzenia pierwszego uruchomienia projektu jeszcze przed zainstalowaniem grzejników, a także w celu przeprowadzenia pewne korekty i eksperymenty w bardziej komfortowych warunkach. Jak się później okazało, był to bardzo dobry pomysł.

Jak wiadomo, równoległe połączenie układów scalonych nie powoduje wzrostu całkowitego poziomu szumów i Kg, ale zmniejsza się impedancja wejściowa takiego modułu i zwiększa się jego pojemność wejściowa. Pierwsza nie jest krytyczna: impedancja wejściowa BUF634T wynosi 8 MOhm, a zatem suma nie będzie niższa niż 195 kOhm, co jest więcej niż akceptowalne. W przypadku pojemności wejściowej sytuacja nie jest już tak różowa: 8 pF na bufor daje 328 pF całkowitej pojemności wejściowej, co jest już zauważalną wartością i będzie negatywnie wpływać na działanie wahadłowego wzmacniacza operacyjnego (ryc. 1). Aby globalnie zmniejszyć impedancję wyjściową sterownika końcowego stopnia, przed nim wprowadzono kolejny wzmacniacz operacyjny, objęty własną pętlą OOS. W ten sposób obwód wyrósł na potrójny wzmacniacz kompozytowy, ale w którym wszystkie punkty wyników mojej „pracy badawczej” zostały spełnione. Po licznych eksperymentach określono skład wzmacniacza kompozytowego: AD843 zastąpił wejściowy wzmacniacz operacyjny, a potężny, szybki wzmacniacz operacyjny AD811 z prądowym sprzężeniem zwrotnym został powołany jako bufor wyjściowy wzmacniacza etap kierowcy. Aby zagwarantować wymaganą wydajność PA (ponad 200 V/μs), wybrano wzmocnienie AD811 równe dwa, co idealnie podwoiło dostępne 250 V/μs AD843 i pozwoliło nam mieć nadzieję, że przy odpowiednim obwodach i udany projekt umożliwiłby utrzymanie wymaganej wartości wyjściowego napięcia narastającego dla całego obwodu PA. Patrząc w przyszłość stwierdzam, że oczekiwania były uzasadnione – rzeczywista wartość tego parametru z buforami wyjściowymi okazała się większa niż 250 V/µs.

Ogólny obwód wzmacniacza przeszedł wiele zmian podczas konfiguracji i dostrajania, dlatego od razu przedstawię wersję ostateczną, która zawiera wszystkie poprawki i ulepszenia (rys. 2).

Ryż. 2

Konstrukcja jest prosta - selektor wejścia, regulacja głośności, wzmacniacz napięcia, wzmacniacz buforowy do nagrywania na magnetofon, stopień końcowy i przekaźnik zabezpieczający, który jest sterowany przez obwód optoelektroniczny w celu opóźnienia podłączenia głośników i zabezpieczenia je od napięcia stałego (ryc. 3). Aby zapewnić zwartość, bufory i towarzyszące im rezystory są połączone w 10 części, ale numeracja części zostaje zachowana w całości. Jak widać na rys. 2, grupa styków przekaźnika zabezpieczeniowego UM (K6) nie jest objęta obwodem przenoszenia dźwięku i zamyka wyjście do masy podczas procesów przejściowych lub możliwych sytuacji awaryjnych.

Ryż. 3

Dla BUF634T takie włączenie nie jest niebezpieczne, zwłaszcza że wszystkie bufory mają na wyjściu rezystor 10 Ohm. Aby uniknąć utraty stabilności wzmacniacza, na skutek zwarcia do masy rezystora OOOS (R15), jednocześnie z działaniem przekaźnika K6 zwiera się również przekaźnik K5, tworząc tymczasowy obwód OOOS stopnia sterującego poprzez rezystor R14. Jeśli wartości rezystorów R14 i R15 są równe, wówczas podczas działania zabezpieczenia nie ma obcych kliknięć w głośnikach, nawet jeśli są one bardziej czułe niż 100 dB.

Warto dodać, że przez pierwszy rok pracy wzmacniacz działał niezawodnie zarówno bez przekaźnika K5, jak i bez tymczasowego obwodu OOS z R14, jednak dręczyła mnie sama możliwość samowzbudzenia występującego podczas pracy zabezpieczenia, więc te dodatkowe elementy zostali wprowadzeni. Swoją drogą wzmacniacz gra świetnie bez zasłaniania końcowego stopnia układem OOOS. Możesz usunąć rezystor R15, przekaźnik K5 i użyć rezystora R14, aby zamknąć sprzężenie zwrotne w ONZ, co zrobiłem w ramach eksperymentu. Mniej przypadł mi do gustu dźwięk – być może jest to opcja, w której z zastosowania ultraszybkiego sprzężenia zwrotnego dostajemy więcej zalet niż wad.

Na schemacie widać też, że jedno z 4 wejść (wejście CD) przełącza PA w tryb wzmacniacza prądu stałego (DCA), a funkcja „Tape Monitor” realizowana jest z wejścia LP (odtwarzacz płyt winylowych), bez dodatkowych grup styków w przejście sygnału obwodu. Jestem fanem nagrań analogowych, więc zrobiłem to tylko dla siebie. Jeśli system audio nie jest wyposażony w analogowe urządzenia rejestrujące dźwięk, można wyeliminować blokadę wzmacniacza operacyjnego IC1.

Na schemacie nie pokazano kondensatorów blokujących zasilanie - dla wygody zostaną one pokazane na schemacie zasilania.

Ideologia tego wzmacniacza znacznie odbiega od klasycznej i opiera się na zasadzie separacji prądów – każdy element stopnia końcowego pracuje niskim prądem, w bardzo komfortowym trybie, ale wystarczająca liczba tych elementów, połączonych w równolegle, może zapewnić temu 20-watowemu wzmacniaczowi maksymalny prąd obciążenia większy niż 10 A w sposób ciągły i do 16 A w trybie impulsowym. Zatem stopnie wyjściowe są obciążane podczas odsłuchu średnio o nie więcej niż 5-7%. Jedynym miejscem we wzmacniaczu, gdzie może płynąć duży prąd, są dwie miedziane szyny zbiorcze na płycie PA prowadzące do zacisków głośnikowych, gdzie zbiegają się wyjścia wszystkich BUF634T każdego kanału.

W ramach tej samej ideologii opracowano także zasilacz PA (ryc. 4) - w nim wszystkie elementy mocy również pracują przy stosunkowo małych prądach, ale jest ich też dużo, w wyniku czego całkowita moc zasilacza jest 4 razy większa od maksymalnej pobieranej przez wzmacniacz. Zasilacz to jedna z najważniejszych części wzmacniacza, nad którą moim zdaniem warto się zastanowić bardziej szczegółowo. Wzmacniacz zbudowany jest w technologii „dual mono” dlatego zawiera na pokładzie dwa niezależne zasilacze dla obwodów sygnałowych, w pełni stabilizowane, o mocy 150 W każdy, osobne stabilizatory dla wzmacniacza napięciowego, a także zasilacz do obsługi serwisowej funkcji, zasilany z osobnego transformatora sieciowego o mocy 20 W. Wszystkie transformatory sieci energetycznej są ze sobą fazowane - podczas produkcji transformatorów zaznaczono przewody początku i końca uzwojenia pierwotnego.

Ryż. 4

Część mocy każdego kanału podzielona jest na 4 linie bipolarne, co pozwoliło zmniejszyć prąd obciążenia każdego stabilizatora do wartości zaledwie 200 mA i zwiększyć spadek napięcia na nich do 10 V. W tym trybie nawet proste zintegrowane stabilizatory, takie jak LM7815 i LM7915, sprawdziły się doskonale w zasilaniu torów audio. Można było zastosować bardziej „zaawansowane” mikroukłady LT317 i LT337, ale dostępnych było wiele oryginalnych układów LM7815C i LM7915C firmy Texas Instruments o mocy wyjściowej 1,5 A, co zadecydowało o wyborze. Łącznie zasilanie obwodów sygnałowych wzmacniacza realizowane jest za pomocą dwudziestu takich zintegrowanych stabilizatorów – 4 dla UN i 16 dla VK (rys. 4). Każda para stabilizatorów sekcji mocy zasila 10 szt. BUF634T. Jedna para stabilizatorów dla UN jest obciążona kombinacją AD843+AD811 jednego kanału. Obwód RC (na przykład R51, C137) przed stabilizatorami UN ma dwojaki cel: chroni prostownik przed prądem rozruchowym, gdy zasilanie PA jest włączone i tworzy filtr z częstotliwością odcięcia poniżej krawędzi zakresie audio (około 18 Hz), co zauważalnie zmniejsza amplitudę prostowanych tętnień napięcia oraz poziom innych zakłóceń, co jest ważne dla stopni wejściowych.

Inną cechą zasilacza jest to, że większość kondensatorów filtrujących (160 000 µF z 220 000 µF) znajduje się za stabilizatorami, co w razie potrzeby umożliwia dostarczenie do obciążenia dużego prądu. Wymagało to jednak wprowadzenia systemu miękkiego startu „Soft Start”, który chroniłby stabilizatory po włączeniu wzmacniacza i początkowym naładowaniu pojemności akumulatora. Jak widać na rys. 4, Soft Start jest realizowany po prostu na jednym tranzystorze (VT1), który z opóźnieniem (około 9 s) łączy przekaźnik niskoprądowy K10, który z kolei zawiera 4 przekaźniki wysokoprądowe K11-K14 z czterema grupami styków w każdym, zamykając 16 rezystorów ograniczających prąd o wartości nominalnej 10 omów (na przykład R20, R21). Oznacza to, że po włączeniu wzmacniacza maksymalny prąd szczytowy każdego stabilizatora jest ściśle ograniczony do 1,5 A, co jest jego normalnym trybem pracy. Nie stosuję „miękkiego startu” w obwodzie pierwotnym 220 V - w przypadku przerwy w rezystorze ograniczającym prąd lub utracie kontaktu w punktach lutowania jego przewodów możliwe są poważne konsekwencje dla całego PA.

Dla funkcji serwisowych zasilacz odpowiada za dołączenie napięcia sieciowego do transformatorów głównych (przekaźnik K8), zasilenie elementów układu Soft Start oraz przekaźnika selektora wejść, którego napięcie zasilania, notabene, również jest stabilizowane . Zaimplementowano także wyjście +5 V, podłączane do złącza na tylnej ściance PA – to już w moich wzmacniaczach swego rodzaju standard umożliwiający jednoczesne załączenie dowolnych urządzeń zewnętrznych. Wzmacniacz ten może równie dobrze działać jako urządzenie przełączające wzmocnienie (przedwzmacniacz) na przykład dla mocniejszych monobloków, które włączą się po przyłożeniu do nich napięcia sterującego +5 V.

Najpierw zbudowano zasilacz wzmacniacza, gdyż dalszy postęp prac rozwojowych wymagał obecności pełnoprawnego zasilacza, aby pierwsze uruchomienie, eksperymenty i konfiguracja mogły zostać przeprowadzone w trybie zbliżonym do rzeczywistych warunków pracy. Po pomyślnym uruchomieniu wszystkich obwodów mocy na płycie PA zamontowano selektor wejść, opóźnienie włączenia i moduł zabezpieczający głośniki, a także wzmacniacz kompozytowy z jednym BUF634T (BUF41) na wyjściu jako stopień końcowy. Jak wspomniano powyżej, ten 41. bufor ma niski prąd spoczynkowy i nie wymaga montażu na grzejniku, ale za to słuchawki można teraz łatwo podłączyć do wyjścia wzmacniacza, co umożliwiło kontrolę odsłuchową wraz z pomiarami. Po zakończeniu debugowania obwodu z jednym buforem wyjściowym na każdy kanał pozostało tylko przylutować pozostałe 80 sztuk. i zobacz co z tego wyniknie. Gwarancji pozytywnego wyniku nie miałem i nie mogło być – nie było informacji o pomyślnie wdrożonych podobnych projektach przez innych deweloperów. O ile mi wiadomo, ani w Rosji, ani za granicą nie ma obecnie projektów opartych na równoległych wzmacniaczach operacyjnych o podobnej wydajności.

Wynik był nadal pozytywny. Ponieważ wzmacniacz zmontowano na sztywnej obudowie z prętów aluminiowych, w której zamocowano wszystkie złącza przełączające (zdjęcie 1), możliwe było podłączenie go do systemu audio bez obudowy. Ruszyły pierwsze odsłuchy, ale o tym nieco później – najpierw podam parametry:

Zdjęcie 1

Moc wyjściowa: 20 W/4 omów, 10 W/8 omów (klasa A)

Szerokość pasma: 0 Hz – 5 MHz (wejście CD)

1,25 Hz – 5 MHz (wejścia AUX, taśmowe, LP)

Szybkość narastania napięcia wyjściowego: ponad 250 V/µs

Zysk: 26 dB

Impedancja wyjściowa: 0,004 oma

Impedancja wejściowa: 47 kOhm

Czułość wejściowa: 500 mV

Stosunek sygnału do szumu: 113,4 dB

Pobór mocy: 75 W

Moc zasilacza: 320 W

Wymiary całkowite, mm: 450x132x390 (bez wysokości nóg)

Waga: 18 kg

Na podstawie parametrów, nawet nie patrząc na obwód, widać, że wzmacniacz nie posiada filtrów wejściowych i wyjściowych, a także zewnętrznych układów korekcji częstotliwości. Warto jednak zaznaczyć, że jest stabilny i świetnie współpracuje nawet z nieekranowanymi interkonektami. Oscylogram fali prostokątnej o częstotliwości 2 kHz i napięciu 5 V/dz. przy obciążeniu 8 omów i prawie maksymalnym poziomie napięcia wyjściowego jest pod tym względem dość pouczający (zdjęcie 2).

Zdjęcie 2

Z mojego punktu widzenia wynika to z prawidłowego okablowania przewodów „uziemiających”, a także z ich dużej powierzchni przekroju: od 4 mm2. do 10 mm2 (łącznie ze ścieżkami na płytkach drukowanych).

Istnieją oscylogramy wykonane przy częstotliwościach 10 kHz, 20 kHz i 100 kHz, ale testy przy wysokich częstotliwościach przeprowadzono przy niskim poziomie sygnału, dlatego obecność na wejściu regulacji głośności o wysokiej impedancji, a także R-C Zobel obwód na wyjściu PA, który był jeszcze wtedy obecny, już działał (fala prostokątna 100 kHz 50 mV/dz - fot. 3).

Zdjęcie 3

Już przy pierwszym odsłuchu w domowym systemie audio stało się jasne, że urządzenie zagrało i że czas zamówić obudowę, aby móc z nim wyruszyć w trasę :) Od zakończenia prac nad nim minęło już ponad 5 lat projektu i pierwszego odsłuchu. W tym czasie przeprowadzono dziesiątki (według przybliżonych szacunków ponad 70) porównawczych testów odsłuchowych wzmacniacza z ekskluzywnymi lampowymi i tranzystorowymi PA znanych producentów, a także z autorskimi konstrukcjami na wysokim poziomie. Na podstawie otrzymanych ocen eksperckich można stwierdzić, że wzmacniacz nie ustępuje naturalnością dźwięku większości słuchanych wzmacniaczy lampowych i tranzystorowych typu push-pull oraz single-ended zbudowanych bez zastosowania ujemnego sprzężenia zwrotnego, lecz często znacząco je przewyższa pod względem muzycznym. rezolucja. Wielu miłośników lampowego brzmienia i zwolenników jednocyklowych PA bez OOS zauważyło, że w tej konstrukcji praca ujemnego sprzężenia zwrotnego jest praktycznie nie „słyszalna”, a obecność w obwodzie stopni wyjściowych typu push-pull „nie daje żadnej wskazówki” .

Do wzmacniacza podłączono różną akustykę - były to głośniki znanych rosyjskich producentów: Aleksandra Klyachina (modele: MBV (MBS), PM-2, N-1, Y-1), głośniki tubowe Aleksandra Knyazewa, głośniki półkowe na głośniki profesjonalne firmy Tulip Acoustics, Głośniki zagranicznych marek ze średnich i wysokich kategorii cenowych: Klipsh, Jamo, Cerwin Vega, PBN Audio, Monitor Audio, Cabasse i wiele innych, o różnej czułości i impedancji wejściowej, wielopasmowe z rozbudowanymi i prostymi filtrami zwrotnicowymi, szerokopasmowy bez filtrów zwrotnicy, głośniki o różnej konstrukcji akustycznej. Nie zidentyfikowano żadnych szczególnych preferencji, ale system PA najlepiej sprawdza się w akustyce podłogowej z pełnym zakresem niskich częstotliwości i, najlepiej, z wyższą czułością, ponieważ moc wyjściowa jest niska.

W początkowej fazie odsłuchów nie organizowano w celach „sportowych” – ich głównym zadaniem było wykrycie w dźwięku artefaktów, które można było spróbować skorygować. Bardzo pouczające i przydatne z tego punktu widzenia sesje odsłuchowe odbyły się w systemie audio Aleksandra Klyachina, gdzie była wyjątkowa okazja, aby ocenić dźwięk wzmacniacza na 4 różnych modelach głośników jednocześnie i spodobał mi się jeden z tych głośników (Y -1) do tego stopnia, że ​​wkrótce stały się elementami mojego domowego systemu audio (Fot. 4). Oczywiście bardzo miło było otrzymać wysoką ocenę mojego produktu i kilka komentarzy od eksperta audio z dużym doświadczeniem.

Zdjęcie 4

System audio słynnego mistrza rosyjskiego hi-endu Jurija Anatolijewicza Makarowa (zdjęcie 5, PA podczas odsłuchu), zbudowany w specjalnie wyposażonym pomieszczeniu odsłuchowym i będący pod każdym względem punktem odniesienia, dokonał znaczących zmian w konstrukcji tego wzmacniacza: Z wyjścia PA usunięto obwód Zobela, a główne wejście wykonano z pominięciem kondensatora izolującego. W tym systemie audio słychać wszystko, a nawet więcej, dlatego trudno przecenić jego wkład i rady Jurija Anatolijewa w procesie dostrajania brzmienia wzmacniacza. Skład jego systemu audio: źródło - transport i przetwornik cyfrowo-analogowy z osobnym zasilaczem Mark Levinson 30.6, głośniki Montana WAS firmy PBN Audio, bezkompromisowy wzmacniacz lampowy single-ended „Emperor” oraz wszystkie kable przeciwfazowe zaprojektowane przez Yu.A. Makarowa. Dolna częstotliwość graniczna głośnika Montana WAS wynosząca 16 Hz (-3 dB) pozwoliła ocenić „wkład” kondensatora sprzęgającego, i to dość wysokiej jakości (MKP Intertechnik Audyn CAP KP-SN), na zniekształcenie zakresu niskich częstotliwości sygnału muzycznego i najwyższą rozdzielczość muzyczną systemu audio – aby usłyszeć negatywny wpływ filtra wyjściowego w postaci układu R-C Zobel, który nie miał wpływu na stabilność systemu wzmacniacza i wkrótce został usunięty z płyty. Podłączenie zewnętrznych niskoomowych regulatorów głośności od 100 Ohm do 600 Ohm (w standardzie RG było ustawione na maksimum) uświadomiło mi, że nawet wysokiej jakości dyskretny regulator DACT 50 kOhm zastosowany w moim wzmacniaczu miło by było zastąpić niższa wartość (z podłączonych do mnie zewnętrznych) 600 Ohm RG wydawała się najlepsza), ale w tym celu konieczne byłoby sporo przeróbek i zdecydowano się wdrożyć to i inne zgromadzone ulepszenia w urządzeniu. nowy projekt.

Zdjęcie 5

Warto chyba wspomnieć o udziale wzmacniacza w Wystawie w 2011 roku (fot. 6), jako jedynym projekcie niekomercyjnym, o którym materiał ukazał się w styczniu 2012 roku w magazynie Stereo&Video, gdzie wzmacniacz został nazwany „odkryciem roku”. Demonstracja została przeprowadzona z głośnikami Tulip Acoustics, które mają skuteczność 93 dB przy rezystancji 8 omów i, co dziwne, dostępne 10 W/8 omów były wystarczające w dużej sali o wysokim poziomie hałasu w tle. 10 W ze wzmacniacza w klasie A, w którym każdy Wat mocy wyjściowej jest w wystarczającym stopniu zapewniany przez pojemność energetyczną zasilacza, z moich obserwacji jest odbierane subiektywnie głośniej niż dźwięk wzmacniacza o większej mocy wyjściowej, ale z końcowymi etapami zawartymi na gołym lutowiu.

Zdjęcie 6

Po Wystawie coraz częściej otrzymywałem prośby e-mailem i wiadomościami osobistymi z forów od tych, którzy chcieli powtórzyć projekt, ale pojawiły się pewne trudności – wsparcie informacyjne było udzielane każdemu, ale moje tablice były rysowane na papierze milimetrowym, zarówno na papierze milimetrowym, jak i na papierze milimetrowym. stron i nie nadawały się do zeskanowania do pliku, ponieważ papier był prześwitujący, w wyniku czego rysunek był prawie nieczytelny. Bez gotowej płytki drukowanej powtórzenie projektu stało się bardzo trudne, a entuzjazm opadł. Teraz na forum portalu Vegalab. ru, Dostępna jest elektroniczna wersja płytki, której autorem jest Władimir Lepekhin z Riazania, znany na rosyjskojęzycznych forach specjalista od układów PCB. Płytka jest ogólnodostępna, link do niej znajduje się w pierwszym poście tematu o tym wzmacniaczu. Znalezienie tematu jest bardzo łatwe: wystarczy wpisać frazę „wzmacniacz Prophetmaster” w pasku wyszukiwania Yandex lub innego programu wyszukiwania. To właśnie na tej tablicy siedział jeden z uczestników forum Vegalab- Siergiej z Homla (Serg138) zdołał powtórzyć ten projekt i uzyskać bardzo dobry wynik. Informacje o tej realizacji PA i zdjęcia jego projektu można znaleźć również w odpowiednim temacie, klikając linki w pierwszym poście.

Kilka porad:

Przy wyborze kondensatorów elektrolitycznych kierowałem się własnymi pomiarami ESR i prądu upływu, dlatego zastosowałem oryginalny Jamicon. Specjalnie dodałem słowo „oryginalne”, ponieważ bardzo często są one podrabiane i wielu zapewne spotkało się już z produktami niskiej jakości sygnowanymi marką tego producenta. Ale w rzeczywistości są to jedne z najlepszych kondensatorów do zasilania obwodów audio.

Regulacja głośności jest ustawiona na DACT 50 kOhm. Teraz wybrałbym ich najniższą wartość znamionową - 10 kOhm lub zastosowałbym regulator przekaźnikowy Nikitina o stałej rezystancji wejściowej i wyjściowej wynoszącej 600 omów. Dużo gorszy będzie typ RG ALPS RK-27 i nie jest zalecany do stosowania.

W sumie w bocznikach elektrolitowych zainstalowano ponad 90 μF kondensatorów foliowych. Moje deski mają „vintage” Evox z lat 70-tych, który dostałem przez przypadek, ale polipropylenowe Rifa PEH426, Wima MKP4, WimaMKP10 nie będą gorsze.

Do przekaźników w sekcji mocy, zabezpieczenia AC i miękkiego startu polecam Findera, a do selektora wejść trzeba używać tylko przekaźników, które w swoich parametrach mają minimalny prąd przełączany. Modeli takich przekaźników jest niewiele, ale istnieją.

Krajowe szybkie diody prostownicze KD213 (10 A) lub KD2989 (20 A) w zasilaniu stopnia końcowego będą lepsze niż większość importowanych.

Chciałbym zauważyć, że konstrukcja obwodu wzmacniacza jest dość prosta, ale do pracy z tak szybkimi i szerokopasmowymi mikroukładami potrzebne są odpowiednie umiejętności i przyrządy pomiarowe - generator funkcji, oscyloskop o szerokości pasma co najmniej 30 MHz (najlepiej 50 MHz).

Podsumowując, chcę powiedzieć, że wnioski, które wyciągnąłem na podstawie wyników eksperymentów, a także podczas pracy nad tym projektem i jego późniejszym udoskonaleniem, nie rościły sobie prawa do absolutnej prawdy. Sposobów na osiągnięcie celu, jakim w tym przypadku jest dźwięk wysokiej jakości, jest całkiem sporo, a każdy z nich wiąże się z szeregiem działań, które indywidualnie mogą nie dać pozytywnego rezultatu. Dlatego w tej dziedzinie nie ma prostych przepisów.

Zdjęcia wzmacniacza na stronie duńskiej firmy DACT:

Pozdrawiam, Oleg Szamankow ( Mistrz proroków)

KASKADY WZMACNIACZY OPARTE NA OPAMPIE

1. Właściwości wzmacniaczy operacyjnych objętych ujemnym sprzężeniem zwrotnym napięciowym

Rysunek 8.1 przedstawia obwód wzmacniacza operacyjnego ze sprzężeniem zwrotnym.

Rysunek 8.1. Schemat generowania negatywnego sprzężenia zwrotnego

Sprzężenie zwrotne jest tworzone przez obwód Z OC , co zapewnia zwrot części energii sygnału z wyjścia Jednostka organizacyjna na wejście odwracające. Dlatego system operacyjny jest negatywny. Ponieważ sygnał wejściowy obwodu system operacyjny jest sprzężeniem zwrotnym napięcia. Pod tym względem impedancja wyjściowa powstałego wzmacniacza będzie znacznie mniejsza niż impedancja wyjściowa zastosowanego wzmacniacza operacyjnego:

Z wyjść z ochrony środowiska = Z wyjścieOU / (1 +  K ), (8.1)

Gdzie  – współczynnik transmisji łańcucha system operacyjny;

DO - osiągać OP.

Zatem stosunkowo niewielka wartość rezystancji wyjściowej Jednostka organizacyjna maleje jeszcze bardziej.

W stosunku do sygnału ( U wejście1 ), dostarczony na wejście odwracające, wyjście obwodu OOC okazuje się być połączone równolegle i względem sygnału ( U vx2 ), zasilany szeregowo na wejście nieodwracające. Dlatego impedancje wejściowe tych dwóch źródeł sygnału mogą się różnić.

Weźmy jeszcze kilka wyrażeń, które zostaną użyte później.

Ponieważ OP jest wzmacniaczem różnicowym, a następnie napięciem wyjściowym

Gdzie .

Biorąc pod uwagę, że DO świetnie (idealnie Jednostka organizacyjna DO ), a napięcie wyjściowe jest ograniczone (przynajmniej o wartości napięcia zasilacza, otrzymujemy:

Dla węzła w punkcie A można zapisać:

Jeśli R wejście  R system operacyjny (idealnie Jednostka organizacyjna R wejście  ), następnie

Poniżej, oprócz tych wyrażeń uzyskanych na podstawie wskaźników idealności jednostka organizacyjna, Analizując poszczególne obwody, pominiemy napięcie przesunięcia zera ( U cm ), prądy wejściowe ( I wejście ,  I wejście ) i ich zaspy.

2. Obwody liniowe

2.1. Wzmacniacz odwracający

Rysunek 8.2 pokazuje schemat najprostszego wzmacniacz odwracający. Wejście nieodwracające jest uziemione, tj. jest przy zerowym napięciu ( U vx2 Rysunek 8.1 jest równy zeru). Sygnał wejściowy przez rezystor R 1 podawane na wejście odwracające . Wzmacniacz operacyjny jest objęty równoległym sprzężeniem zwrotnym o ujemnym napięciu poprzez rezystor R system operacyjny . Znajdźmy wyrażenie na wzmocnienie obwodu.

Rysunek 8.2. Wzmacniacz odwracający

Zgodnie z wyrażeniem (8.3)

U A = U B = 0 (8.5)

Dlatego potencjał punktu A w pierwszym przybliżeniu jest równy potencjałowi wspólnej szyny - „masy”. Dlatego punkt ten nazwano „wirtualną krainą”.

Korzystając z otrzymanej wartości, znajdujemy dla prądów zawartych w (8.4)

. (8.7)

Przyrównanie ich i uwzględnienie tego DO = U na zewnątrz / U W, otrzymujemy dla wzmocnienia wzmacniacza odwracającego

, (8.8)

gdzie znak minus wskazuje zmianę fazy sygnału wyjściowego w porównaniu z fazą sygnału wejściowego o 180 0 (napięcie wyjściowe jest w przeciwfazie, odwrotnie do napięcia wejściowego). Pod tym względem, jeśli sygnał wejściowy wzrasta, wówczas wzmocniony sygnał wyjściowy maleje i odwrotnie, malejący sygnał wejściowy odpowiada rosnącemu sygnałowi wyjściowemu. Z podobnym zjawiskiem spotkaliśmy się już przy rozważaniu wzmacniaczy OE, O I OI.

Z (8.8) jasno wynika, że ​​wzmacniacz odwracający może mieć dowolne wzmocnienie, zarówno większe od jedności, jak i mniejsze.

Równoległe ujemne sprzężenie zwrotne napięcia zmniejsza moc wyjściową (patrz (8.1)) i impedancję wyjściową wzmacniacza. Wartość tej ostatniej w pierwszym przybliżeniu można określić korzystając z koncepcji „wirtualnej ziemi”. Ponieważ napięcie w punkcie A jest równa zero, to dla źródła sygnału wejściowego „wydaje się”, że między jego wejściami jest podłączony rezystor R1 , tj.

R w i nas = R 1 . (8.9)

Jak pokazano w poprzedniej sekcji, wprowadzenie OOC rozszerza zakres wzmacnianych częstotliwości. Rysunek przedstawia logarytmiczną odpowiedź amplitudowo-częstotliwościową Jednostka organizacyjna oraz wzmacniacz odwracający zaprojektowany w oparciu o to Jednostka organizacyjna.

Rysunek 8.3. Logarytmiczna odpowiedź amplitudowo-częstotliwościowa Jednostka organizacyjna i wzmacniacz odwracający

Duże współczynniki wzmocnienia oryginału Jednostka organizacyjna odpowiadają bardzo wąskiemu zakresowi częstotliwości – od zera do około kilku dziesiątek/set herców.

Płaskie wzmocnienie wzmacniacza odwracającego rozciąga się na górną częstotliwość równą:

2.2. Wzmacniacz nieodwracający

Obwód wzmacniacza nieodwracającego pokazano na rysunku 8.4.

Rysunek 8.4. Wzmacniacz nieodwracający

Sygnał wejściowy trafia na wejście nieodwracające Jednostka organizacyjna przez rozdzielacz R2 , R3 . Bezpośrednie napięcie wejściowe

Gdzie DO sprawy – współczynnik podziału dzielnika R2 , R3 .

Odwracanie wejścia Jednostka organizacyjna uziemione przez rezystor R1 . Odwracanie napięcia wejściowego

.

Przyrównując te naprężenia (na podstawie (8.3)) otrzymujemy

, (8.11)

We wzmacniaczu nieodwracającym napięcie wyjściowe jest w fazie z wejściem. Z (8.11) wynika, że ​​wzmocnienie wzmacniacza nieodwracającego może być mniejsze niż 1 tylko przy zastosowaniu dzielnika z DO sprawy  1. W przypadku braku dzielnika wejściowego ( R 2 = 0; R 3   ) zysk jest zawsze większy od jedności.

Szeregowe ujemne sprzężenie zwrotne napięcia zmniejsza impedancję wyjściową i zwiększa impedancję wejściową całego wzmacniacza. Impedancję wyjściową wzmacniacza odwracającego ze względu na ujemne sprzężenie zwrotne napięcia można uznać za bliską zeru, podobnie jak w przypadku wzmacniacza odwracającego (patrz 8.1).

Impedancja wejściowa Jednostka organizacyjna z powodu szeregowego ujemnego sprzężenia zwrotnego wzrasta nawet bardziej niż impedancja wejściowa Jednostka organizacyjna sygnał różnicowy. Jego wartość jest określona przez rezystancję sygnału trybu wspólnego.

Jeśli istnieje dzielnik wejściowy

R wejście = R 2 + R 3 . (8.12)

Odpowiedź amplitudowo-częstotliwościowa wzmacniacza nieodwracającego jest podobna Pasmo przenoszenia wzmacniacz odwracający (patrz rysunek 8.3).

2.3. Repeatery oparte na wzmacniaczach operacyjnych

Czasami przy konstruowaniu różnych obwodów elektronicznych wymagane są stopnie wzmacniacza, które mają (w wartości bezwzględnej) współczynniki wzmocnienia jedności ( wzmacniacze).

Najczęściej ich konstrukcja opiera się na nieodwracającym obwodzie wzmacniacza bez wejściowego dzielnika rezystancyjnego, co zapewnia bardzo dużą impedancję wejściową. Repeater, zgodnie z (8.11) w ( DO sprawy= 1) można wdrożyć na 3 sposoby (rysunek 8.5):

R system operacyjny = 0 (bezpośrednie połączenie wyjścia z wejściem odwracającym);

R 1 =  (przerwa w obwodzie, w którym jest zawarty R1 ) i w końcu

R system operacyjny = 0 i jednocześnie R 1 = .

Obwód wzmacniaka najprościej realizuje się w trzecim przypadku (rysunek 8.5c), jednak w praktyce stosowane są także inne wersje wzmacniaków nieodwracających. Należy pamiętać, że wartość pozostałego rezystora w obwodach na rysunkach 8.5, a, b w ogóle nie wpływa na wzmocnienie jedności wzmacniacza.

Rysunek 8.5. Nieodwracające wzmacniacze oparte na napięciu Jednostka organizacyjna

Przekaźnik napięcia można również zaprojektować w oparciu o wzmacniacz odwracający, jeśli dobierze się w nim rezystory o tej samej rezystancji (rysunek 8.2) R 1 = R system operacyjny .

2.4. Dodatki oparte na wzmacniaczach operacyjnych

Sumator to urządzenie elektroniczne posiadające kilka wejść i jedno wyjście, przy którym napięcie jest proporcjonalne do sumy napięć na wszystkich wejściach. Takie urządzenia stosuje się, gdy konieczne jest połączenie sygnałów z różnych źródeł w jednym kanale (na przykład w mikserach, dogrywaniu w technologii rejestracji dźwięku itp.)

Obwód sumatora oparty na Jednostka organizacyjna pokazano na rysunku 8.6. Posiada dwa wejścia, ale można wykorzystać ich więcej podłączając je poprzez rezystory do wirtualnego punktu masy A .

Rysunek 8.6. Dodatek włączonyJednostka organizacyjna

Aby określić zależność napięcia wyjściowego od napięcia wejściowego, korzystamy z zasady superpozycji i wyrażeń (8.3) i (8.4):

,

Gdzie . (8.13)

Można zauważyć, że sygnały wejściowe dodawane są z własnymi współczynnikami wagowymi – każdy z sygnałów wejściowych jest dodatkowo mnożony przez określony współczynnik, który określa jego udział w całkowitym sygnale wyjściowym. Współczynnik ważenia jest określony przez stosunek rezystancji rezystora w obwodzie system operacyjny do rezystancji rezystora w odpowiednim obwodzie wejściowym. Sumowanie odbywa się ze zmianą znaku (inwersją sygnałów wejściowych). Jeśli spełnimy relację R system operacyjny = R 1 = R 2 , wówczas możliwe jest wykonanie czystego sumowania dwóch sygnałów wejściowych. Jeśli tylko relacja się utrzyma R 1 = R 2 , a następnie za pomocą R system operacyjny Otrzymaną kwotę można dalej skalować.

2.4. Wzmacniacz różnicowy oparty na wzmacniaczu operacyjnym (wzmacniacz subtraktywny)

Najprostszy schemat mechanizm różnicowy wzmacniacz ( odejmowanie) pokazano na rysunku 8.7.

Rysunek 8.7. Wzmacniacz różnicowy doJednostka organizacyjna

Opierając się na zasadzie superpozycji, możemy pisać

(8.14)

Jeśli relacja zachodzi R 3  R 1 = R system operacyjny  R 2 , co jest równoważne

następnie (8.14) przekształca się w

co odpowiada koncepcji wzmacniacza różnicowego, natomiast wyrażenie (8.14) opisuje wzmacniacz różnicowy (odejmujący) z własnymi współczynnikami ważonymi dla każdego sygnału.

Należy zauważyć, że im dokładniej zostanie spełniona ostatnia zależność (8.15), tym dokładniej zostanie zapewniona różnica między dwoma napięciami wejściowymi. Dlatego przy projektowaniu wzmacniaczy różnicowych należy stosować rezystory wysokiej częstotliwości i wysokiej stabilności. Oczywiste jest, że łatwiej jest zastosować cztery identyczne rezystory ( R 1 = R 2 = R 3 = R system operacyjny = R ), a niezbędne dodatkowe wzmocnienie powstałego sygnału można zrealizować w kolejnych etapach. Aby uzyskać szczególnie dokładne obwody różnicowe, może być wymagana dodatkowa regulacja jednego z rezystancji. Możemy założyć, że ograniczające wzmocnienie składnika wspólnego jest określone przez KOSS OU, które mogą być dość małe (patrz sekcja 7).

Pewną wadą wzmacniacza różnicowego jest to, że impedancje wejściowe stopnia różnicowego na obu wejściach różnią się od siebie.

Dodatkowo, aby zapewnić dokładną konwersję, należy ograniczyć rezystancję wewnętrzną źródła sygnału lub tym samym zwiększyć rezystancję wszystkich rezystorów w obwodzie różnicowym.

Dlatego w niektórych przypadkach konieczne jest zastosowanie bardziej złożonych schematów DU. Radykalnym rozwiązaniem tych problemów jest włączenie wzmacniaków Jednostka organizacyjna na każdym wejściu, ale najlepiej jest zastosować dobry obwód wzmacniacza pomiarowego.

2.5. Układ różniczkujący i integrator oparty na wzmacniaczu operacyjnym

Używamy kondensatora w obwodzie wejściowym wzmacniacza odwracającego (rysunek 8.8a).

Rysunek 8.8. Różniczek i integrator oparty na Jednostka organizacyjna

Wiadomo, że prąd przepływający przez pojemność jest równy iloczynowi pojemności i pochodnej różnicy potencjałów na okładkach kondensatora. Biorąc pod uwagę (8.3), piszemy

(8.17)

Gdzie I Z – prąd w obwodzie wejściowym przepływający przez kondensator Z .

Bazując na (8.4) i (8.7) mamy

Lub , (8.18)

te. napięcie wyjściowe jest „odwróconą” różnicą sygnału wejściowego, ze współczynnikiem proporcjonalności równym ( R Z ).

Zamieńmy kondensator i rezystor (rysunek 8.8b). Następnie wykonując czynności podobne do poprzednich otrzymujemy:

,

Całkowanie lewej i prawej strony tego wyrażenia w czasie w zakresie od 0 zanim T , znajdziemy

, (8.19)

Gdzie U na zewnątrz 0 – napięcie na wyjściu układu przy T = 0.

Zatem napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do całki napięcia wejściowego.

Ponieważ U na zewnątrz 0 jest jednocześnie napięciem, do którego ładowany jest kondensator w początkowej chwili, stwarza to pewne trudności w praktycznej realizacji obwodów integratora - kondensator ładowany jest stałym prądem wejściowym Jednostka organizacyjna co ostatecznie prowadzi do nasycenia. Aby uniknąć tego zjawiska, stosuje się dwie metody kontroli:

okresowe rozładowywanie pojemności na skutek zamknięcia wyłącznika DO , stojąc równolegle do kondensatora;

zapewnienie warunków, w jakich prąd wejściowy Jednostka organizacyjna byłby znacznie mniejszy niż prądy powodowane przez sygnał.

2.5. Najprostsze filtry oparte na wzmacniaczach operacyjnych

Utwórzmy obwód wejściowy wzmacniacza odwracającego z kondensatora i rezystora połączonych szeregowo (rysunek 8.9a).

Rysunek 8.9. Najprostsze oparte na filtrach Jednostka organizacyjna

Jeśli powtórzymy wszystkie przekształcenia matematyczne, które wykonano dla wzmacniacza odwracającego, otrzymamy

Ponieważ reaktancja pojemności zależy od częstotliwości sygnału F

, (8.21)

wówczas wielkość wzmocnienia będzie się zmniejszać wraz ze spadkiem częstotliwości. Na F = 0 DO wąsy = 0. Wraz ze wzrostem częstotliwości będzie ona asymptotycznie zbliżać się do wartości odpowiadającej wyrażeniu (8.8). W ten sposób uzyskuje się urządzenie Pasmo przenoszenia co odpowiada filtrowi górnoprzepustowemu ( HPF, Rysunek 8.10,a) pierwsze zamówienie.

Rysunek 8.10. Logarytmiczna charakterystyka amplitudowo-częstotliwościowa filtrów aktywnych na podstawie Jednostka organizacyjna: A - HPF, B - LPF, V - PF.

Nie możemy zapominać, że prawdziwy filtr będzie miał zwrot Pasmo przenoszenia przy wysokich częstotliwościach, co wynika z właściwości wysokoczęstotliwościowych użytego materiału OP(patrz wyrażenie (8.10)). Zatem, aby omawiana konstrukcja skutecznie spełniała swoje funkcje HPF konieczne jest, aby górna częstotliwość przetwarzanego sygnału F w z była znacznie mniejsza F w jednostce organizacyjnej .

Dolna częstotliwość odcięcia rozważanego HPF o poziom roll-off o 3 dB

Kondensator włączamy równolegle z rezystorem do obwodu sprzężenia zwrotnego wzmacniacza odwracającego (rysunek 8.9b). Stosując podejścia podobne do poprzednich, otrzymujemy

Gdzie . – rezystancja równoważna równoległemu połączeniu kondensatora i rezystora.

Wraz ze wzrostem częstotliwości rezystancja rezystora będzie coraz bardziej bocznikowana przez malejącą reaktancję pojemności. Doprowadzi to do zmniejszenia modułu rezystancji obwodu system operacyjny, a w konsekwencji do zmniejszenia modułu wzmocnienia. Wraz ze spadkiem częstotliwości wzmocnienie będzie asymptotycznie zbliżać się do wartości DO = R system operacyjny / R 1 . Dlatego obwód na rysunku 8.9b odpowiada filtrowi dolnoprzepustowemu ( LPF) Pierwsze zamówienie.

Górna częstotliwość odcięcia analizowanego LPF o poziom roll-off o 3 dB

Rzeczywista górna częstotliwość odcięcia nie może być większa niż górna częstotliwość odcięcia F w jednostce organizacyjnej , co wynika z właściwości wysokoczęstotliwościowych zastosowanego OP. Dlatego

Jeśli połączysz te dwa obwody, otrzymasz filtr pasmowo-przepustowy ( PF), dolna i górna częstotliwość odcięcia zostaną określone przez iloczyny pojemności i rezystancji elementów w odpowiednich obwodach (wyrażenia podobne do (8.22) i (8.24)). Oczywiście obliczenia muszą uwzględniać oczywistą zależność

F w jednostce organizacyjnej  F V  F N .

3. Obwody nieliniowe

3.1. Uwagi wstępne

Na podstawie Jednostka organizacyjna Można łatwo zbudować wzmacniacze o różnych nieliniowych charakterystykach amplitudy. Zazwyczaj takie wzmacniacze są przeznaczone do korygowania nieliniowości charakterystyk różnych czujników stosowanych w układach sterowania, monitorowania i pomiarów. Na przykład, jeśli charakterystyka przenoszenia czujnika ma postać krzywej 1 jak na rysunku 8.11, wówczas w przypadku idealnego wzmacniacza sygnał wyjściowy będzie się zmieniał według tego samego prawa, co często jest niedopuszczalne. Dlatego wskazane jest wprowadzenie do wzmacniacza łącza o charakterystyce amplitudowej (przeniesienia) odwrotnej do charakterystyki zastosowanego czujnika (krzywa 2 , rysunek). Oczywiste jest, że w tym przypadku sygnał wyjściowy będzie miał liniową zależność od mierzonej charakterystyki wejściowej (prosta 3).

Rysunek 8.11. Charakterystyka przenoszenia czujnika (a) i wzmacniacza korekcyjnego (b)

W niektórych przypadkach konieczne jest rozwiązanie problemu odwrotnego - uzyskanie charakterystyki przenoszenia, która zmienia się zgodnie z pewnym zadanym prawem.

Problemy te można rozwiązać stosując nieliniowe schematy oparte na Jednostka organizacyjna.

3.2. Wzmacniacz logarytmiczny

Wzmacniacz logarytmiczny ma nieliniową charakterystykę amplitudową (rysunek 8.12), odpowiadającą logarytmicznej zależności napięcia wyjściowego od wejścia U na zewnątrz = dziennik (U wejście ) . Taki wzmacniacz jest czasami używany w przypadkach, gdy konieczne jest zmniejszenie zakresu dynamiki wzmacnianych sygnałów, ponieważ wzmacnia sygnały o małej amplitudzie z większym wzmocnieniem niż sygnały o dużej amplitudzie.

Rysunek 8.11. Odpowiedź amplitudowa wzmacniacza logarytmicznego

Wzmacniacz logarytmiczny jest zwykle oparty na wzmacniaczu odwracającym jednostka organizacyjna, w którym jako element sprzężenia zwrotnego zastosowano element nieliniowy o logarytmicznej charakterystyce prądowo-napięciowej – diodę (rysunek 8.12a).

Rysunek 8.12. Wzmacniacze logarytmiczne (a) i antylogarytmiczne (b) oparte na Jednostka organizacyjna

Przypominamy, że zależność prądu diody I D od spadku napięcia na nim U D opisuje się wyrażeniem

,

Gdzie I 0 – prąd cieplny diody;  T – potencjał temperaturowy (w przybliżeniu równy 0,025 V).

Na podstawie (8.3) i (8.4) mamy

I D = I wejście = U wejście / R I U na zewnątrz = – U D ,

Gdzie . (8.26)

3.3. Wzmacniacz zapobiegający logowaniu

Wzmacniacz antylogarytmiczny (wykładniczy) ma odwrotną logarytmiczną charakterystykę przenoszenia. Aby otrzymać takie obwody wystarczy zamienić diodę i rezystor w danym obwodzie wzmacniacza logarytmicznego (rysunek 8.12b). Zależność napięcia wyjściowego od napięcia wejściowego jest podobna jak poprzednio. Z (8.3) i (8.4) mamy:

I wejście = I D = I system operacyjny ; U D = U wejście ; U na zewnątrz = – I system operacyjny * R = – I D * R ,

Gdzie - U D . (8.27)

3.4. Wzmacniacze funkcjonalne

Wzmacniacz funkcjonalny to uniwersalny obwód, za pomocą którego można zrealizować dowolną zależność napięcia wyjściowego od wejścia. Ideą wzmacniacza funkcjonalnego jest przedstawienie pożądanej nieliniowej zależności napięć wyjściowych i wejściowych w formie odcinkowego przybliżenia liniowego i zbudowanie obwodu wzmacniacza, którego wzmocnienie zależy od napięcia wejściowego lub wyjściowego. Rysunek 8.13 pokazuje wymaganą charakterystykę nieliniową i jej aproksymację odcinkami prostymi.

Rysunek 8.13. Odcinkowe liniowe przybliżenie nieliniowej odpowiedzi amplitudowej wzmacniacza

Z rysunku wynika, że ​​na terenie od 0 zanim U wejście1 wzmacniacz musi mieć wzmocnienie DO 1 w następnej części od U wejście1 zanim U vx2 - osiągać DO 2 itp. Skala tych zysków DO 1 , DO 2 itp. można łatwo wyznaczyć na podstawie wymaganego typu charakterystyki przybliżającej:

. (8.28)

Podstawą wzmacniacza funkcjonalnego jest zwykle obwód wzmacniacza odwracającego Jednostka organizacyjna(Rysunek 8.14).

Rysunek 8.14. Wzmacniacz funkcyjny

W pierwszej części w ciągu 0 zanim U wejście1 , wzmocnienie takiego wzmacniacza (ignorując znak) zależy od stosunku rezystora R 1 I R system operacyjny :

Jeśli, gdy napięcie wejściowe wzrośnie powyżej U wejście1 , osiągać DO 2 powinien wzrosnąć (jak pokazano na rysunku 8.13), wówczas konieczne jest zmniejszenie rezystancji rezystora R 1 aby zysk był równy DO 2 (jeśli zysk DO 2 maleje, należy zmienić rezystancję rezystora R system operacyjny w tym przypadku w podobny sposób łatwo wyprowadzić późniejsze zmiany w obwodzie i wyrażenia do obliczania parametrów). Nową wartość rezystancji rezystora wejściowego wzmacniacza odwracającego określa się ze wzoru

Aby zmniejszyć rezystancję rezystora R 1 konieczne jest podłączenie równolegle z nim dodatkowego rezystora, który powinien załączyć się dopiero wtedy, gdy napięcie wejściowe przekroczy tę wartość U vx2 . Aby to zrobić, w obwodzie wzmacniacza odwracającego znajduje się dodatkowy łańcuch rezystorów R 2 , R 3 i dioda VD . Zgodnie z zasadą „urojonej masy” anoda diody jest podłączona do wejścia odwracającego jednostka organizacyjna, ma potencjał równy zero. Dioda otworzy się, gdy na katodzie pojawi się napięcie U A spadnie poniżej potencjału anody, tj. poniżej 0. Dlatego napięcie źródła polaryzacji musi mieć znak przeciwny w porównaniu ze znakiem analizowanego napięcia wejściowego.

Do momentu włączenia diody napięcie w punkcie A można wyznaczyć z wyrażenia:

Po odblokowaniu rezystancja zastępcza rezystorów połączonych równolegle R 1 I R 2 musi być równa wartości obliczonej przez (8.29), skąd

Po ustaleniu oporu R 2 i po określeniu wartości napięcia polaryzacji (w tym przypadku wskazane jest wykorzystanie napięcia jednego ze źródeł zasilania jako tego źródła polaryzacji) Jednostka organizacyjna), z (8.30) określ rezystancję rezystora R3 .

Jeżeli charakterystykę przybliżymy inną linią prostą, wówczas w podobny sposób włączamy i obliczamy dodatkowy łańcuch dwóch rezystorów i diody.

Źródło sygnału z rezystancją obciążenia wejściowego.

Zarówno wzmacniacze buforowe napięciowe, jak i prądowe (w tym wzmacniacze) wzmacniają moc. W praktyce pod frazą wzmacniacz buforowy najczęściej jest to dokładnie rozumiane wzmacniacz napięcia buforowego.

W zależności od wymaganego zakresu prądów i napięć wyjściowych można budować wzmacniacze buforowe

• na dyskretnych tranzystorach, wzmacniaczach napięcia przemiennego - także na lampach
• we wzmacniaczach operacyjnych ogólnego przeznaczenia
• na wyspecjalizowanych układach scalonych wzmacniaczy buforowych

Fundacja Wikimedia. 2010.

Zobacz, co oznacza „Wzmacniacz buforowy” w innych słownikach:

wzmacniacz buforowy- - [Ya.N.Luginsky, M.S.Fezi Zhilinskaya, Yu.S.Kabirov. Angielsko-rosyjski słownik elektrotechniki i energetyki, Moskwa, 1999] Zagadnienia elektrotechniki, podstawowe pojęcia EN bufor ... Przewodnik tłumacza technicznego

wzmacniacz buforowy- buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: engl. wzmacniacz buforowy; wzmacniacz separujący vok. Bufferverstärker, m rus. wzmacniacz buforowy, m pranc. amplificateur tampon, m ryšiai: sinonimas – skiriamasis stiprintuvas … Automatikos terminų žodynas

Wzmacniacz elektroniczny to wzmacniacz sygnałów elektrycznych, którego elementy wzmacniające wykorzystują zjawisko przewodnictwa elektrycznego w gazach, próżni i półprzewodnikach. Wzmacniacz elektroniczny może być niezależną... ... Wikipedią

W artykule opisano niektóre typowe zastosowania zintegrowanych wzmacniaczy operacyjnych (wzmacniaczy operacyjnych) w obwodach analogowych. Na rysunkach zastosowano uproszczone oznaczenia obwodów, dlatego należy pamiętać, że nieistotne szczegóły (powiązania z ... ... Wikipedią

Termin ten ma inne znaczenia, patrz dioda Zenera (znaczenia) ... Wikipedia

Obrazy graficzne oraz elementy licznych i różnorodnych przyrządów i urządzeń elektroniki, automatyki, techniki radiowej i komputerowej. Projektowanie i rozwój podstawowych układów elektronicznych oraz tworzonych z nich bardziej złożonych układów to po prostu... Encyklopedia Colliera