Transistörleri kullanan yüksek kaliteli tampon aşaması. Mikroişlemciler ve mikrodenetleyiciler

Merhaba! Yazımda değindiğim konuya devam ediyoruz.
Datagor forumunda Vladimir ( cilt2008) retro yapılı amplifikatör konusunu gündeme getirdi ve son amplifikatör için kendi tampon aşaması versiyonunu önerdi.

Ayrıca sahte itme-çekme takipçisine sahip bir tampon aşaması çeşidi de öneriyorum.

Tampon basamaklarını uygulamak için olası seçenekler

Şekil 2'de gösterilmektedir. 1a-d.

Pirinç. 1. Güç amplifikatörü için tampon aşaması seçenekleri:
a) Verici takipçisi, b) Dinamik yüklü emitör takipçisi,
c) aynı yapıdaki transistörlerde sahte itme-çekme yayıcı takipçisi,
d) tamamlayıcı transistörlerde sahte itme-çekme yayıcı takipçisi

Verici devresinde bir direnç bulunan bir verici takipçisi (Şekil 1a), giriş sinyalinin genliği arttıkça, sinyalin bir yarım dalgasının sınırlandırılmasının diğerinden daha önce meydana gelebilmesi dezavantajına sahiptir.

Giriş sinyalinin pozitif yarım dalgası sırasında, emitör akımı VT1, emitör Re'deki ve Rн yükündeki dirençler arasında bölünür. Negatif yarım dalga sırasında Rн'den geçen akım ters yönde akar.

Sınırlamayı önlemek için transistör VT1'in emitör akımı her zaman sıfırdan büyük olmalıdır.

Çıkış sinyalinin maksimum tepe genliğinin, emitör gerilimi Ue ve yük dirençleri Rн ve emitör Re ile ilişkili olduğunu aşağıdaki şekilde göstermek kolaydır:
Uoutmax=UеRн/(Re+Rн).

Şekil 2'de gösterilen devre için. 1a'yı elde ederiz:
Uoutmax=7,5·0,62/(0,62+1,1)=2,7 V.

Verici devresinde aktif bir yükün kullanılması, dirençli bir yüke sahip bir yayıcı takipçisinin dezavantajını ortadan kaldırmanıza ve distorsiyonu daha da azaltmanıza olanak tanır (Şekil 1 b). Basit bir emitör takipçisinin dezavantajının bir kısmı burada kalır: giriş sinyalinin pozitif yarım dalgasıyla, akım yalnızca yüke değil aynı zamanda akım kaynağına da sağlanır.

Sözde itme-çekme tekrarlayıcıları, çıkış empedansının yanı sıra her türlü distorsiyonu da önemli ölçüde azaltabilir. Burada kontrollü bir akım jeneratörü, ikinci kol için bir karşı dinamik yük oluşturan yayıcı yük olarak kullanılır (Şekil 1). 1. yüzyıl

Şekil 2'de gösterilmiştir. 1c devresi - geçen yüzyılın kırklı yıllarından bir tüp tekrarlayıcı patentinin transistör devresine aktarılması.

Transistör devresi, lambalardan farklı olarak iki tip iletkenliğe sahip transistörler kullandığından, bu devre değiştirilebilir ve tamamlayıcı bir sözde itme-çekme takipçisi elde edilebilir (Şekil 1). 1 yıl Bu şema Vladimir tarafından başarıyla kullanıldı (. cilt2008).

Şekil 2'de gösterilen devrelerin düşük çıkış empedansı. 1c ve Şek. Şekil 1'de gösterilen devrelere kıyasla daha az distorsiyonun yanı sıra 1 g. 1a ve Şek. 1 b, ses üretimi üzerinde olumlu bir etkiye sahiptir.

Pirinç. 2. Tampon aşamasının şematik diyagramı
sözde itme-çekme tekrarlayıcı ile

Transistör VT1'in (VT5) kolektör akımı, direnç R5 (R11) tarafından ayarlanır ve I0=Ube/R5=0,2 mA'dır; burada Ube=0,66 V, transistör VT3'ün (VT4) baz verici voltajıdır.

Akım kaynakları VT2 (VT6) transistörleri üzerinde yapılır, transistörlerin temel devreleri sırasıyla R7 ve R9 dirençleri aracılığıyla ortak bir parametrik voltaj dengeleyici HL1, R8, C3 tarafından çalıştırılır. Mevcut kaynak akımı 10 mA'dır.

Direnç R4'ten (R10) ayırma kapasitörü C2 (C4) aracılığıyla antifaz sinyali, giriş sinyalinin her iki yarım dalgasında tekrarlayıcının aktif çalışma modunu sağlayan akım kaynağı transistörü VT2'nin (VT6) tabanına beslenir. .

--
İlginiz için teşekkür ederiz!
Igor Kotov, Datagor dergisinin genel yayın yönetmeni

Bahsedilen kaynakların listesi

1. Mosyagin V., // Pratik elektronik dergisi “Datagor”, 2016.
2. Mosyagin V.,

BUFFER AMPLİFİKATÖR, ENTEGRATÖR, KARŞILAŞTIRICI, YAZ, SINIRLAYICI... Bu kelimeler zaten ses ekipmanıyla ayrılmaz bir şekilde bağlantılıdır ve ilk bakışta aralarında ortak hiçbir şey olmamasına rağmen, aslında ortak bir "çalışma aracına" sahiptirler - bir operasyonel amplifikatör (op-amp).

Op-amp'in hangi rolü oynadığını anlamak için gerçekte ne olduğunu anlamaya değer.
Esasen bu, belirli bir şekilde bağlanmış ve sabit voltajlı bir amplifikatörün işlevlerini yerine getiren beş terminalli bir ağı temsil eden bir dizi transistördür. Şekil 1'de en popüler op-amp tanımlarından birkaçı gösterilmektedir:

Resim 1

Beklendiği gibi, amplifikatör girişleri solda, bunlardan iki tane var - biri ters çeviriyor, yani. çıkış voltajı bu giriştekinin tersi faza sahip olacaktır, ikincisi evirmez, yani. çıkış sinyali giriş ile aynı fazda olacaktır. Sağda amplifikatör çıkışı bulunur, üstte ve altta op-amp'e besleme voltajı sağlamak için terminaller bulunur, genellikle üstte "+Uip", altta "-Uip" bulunur.

Ayrıca amplifikatör diferansiyeldir, yani. yalnızca eviren ve evirmeyen girişlerdeki voltaj farkı yükseltilir. Prensip olarak bu, devre şemasını analiz etmeden mantıksal olarak bile açıklanabilir. Evirici olmayan girişteki voltaj 5 V ise ve evirici girişte 3 V ise, evirici girişin fazı ters çevrildiğinden, 5 volttan 3 volt çıkarmak doğru olacaktır. Bu nedenle giriş voltajı 2 V olacak ve işlemsel yükselteç tarafından yükseltilecek olan da bu voltajdır.
Başlangıçta op-amp'ler analog bilgisayarlarda matematiksel işlemleri gerçekleştirmek için tasarlandı ve elbette biraz farklı görünüyordu:

Şekil 2. İlk işlemsel yükselteçlerden biri

Bununla birlikte, mikroelektroniğin gelişmesiyle birlikte op-amp'ler, görünümlerini ve boyutlarını, DIP-8 paketinin devasa görünmesini sağlayacak kadar radikal bir şekilde değiştirdi:

Şekil 3. Modern yüzeye monte op-amp'lerin DIP-8 ile karşılaştırıldığında görünümü

Hem nasıl tanımlandığı hem de neye benzediği zaten biraz açık olduğundan, bu cihazın içinde ne olduğunu bulmaya devam ediyor. K140UD1 işlemsel yükselticinin şematik diyagramı Şekil 4'te gösterilmektedir.

Şekil 4

Daha fazla netlik sağlamak için, bu devreyi bir simülatörde simüle edelim, ancak direnç değerlerinin deneysel olarak seçilmesi gerekmesine rağmen devreyi çalıştırmayı başardık:

Şekil 5. K140UD1 modelinin şematik diyagramı

Bu başlangıçta sabit voltajlı bir amplifikatör olduğundan deneylere sabit voltajla başlanmalıdır. Bunu yapmak için devreye iki sabit voltaj kaynağı ekleyin ve amplifikatörü kapatın OLUMSUZ GERİ BİLDİRİM (NFB).

Şekil 6. Op-amp'in voltaj amplifikasyonu için çalışabilirliğinin kontrol edilmesi.

Şimdi V4 kaynağındaki voltajı 0,5 V'a ayarlayalım ve başlayalım DC HESAPLAMA simülatör. Sonuç aşağıdaki resimdir:

Şekil 7. Gerilim haritası.

Şimdi biraz daha detaylı. Hemen hemen tüm ders kitapları op-amp kazanç katsayısının "doğrudan" bağlantıda olduğunu söylüyor; Sinyal evirmeyen bir girişe uygulandığında, OOS dirençlerinin artı bir oranıyla orantılıdır. Bizim durumumuzda R17 / R18 + 1 = 1,02 + 1 = 2,02 olacaktır. 0,02 nereden geldi? Gerçek şu ki, K140UD1 oldukça düşük bir giriş empedansına sahip ve gerekli doğruluğu elde etmek için R18'in 9,76 kOhm'a düşürülmesi gerekiyordu.

O zaman net değil - girişte 0,5 V ve çıkışta neredeyse 0,5 V var, kazanç nerede? Burada toplayıcı girişinde 0,5 V olacak, ancak Q1 transistörünün tabanı olan op-amp girişinde değil, 0,24 V tabanında olacak şekilde bir düzeltme yapmalıyız. Ve eğer öyleyse, o zaman döner tam olarak 0,24 x 2,02 = 0,4848 V. Simülatör okumalarına göre, 0,496 V, ki bu da yine modelimizin yanlışlığıdır, ancak orijinal K140UD1'in kendisi iyi bir parametre dağılımına sahipti.

Ancak giriş voltajı 0,5 V ise, o zaman neden Q1'in tabanı bu değerin yarısı kadar? V5'teki voltaj sıfırdır, bu nedenle R16 ve R15 bir voltaj bölücü oluşturur ve değerler aynı olduğundan voltaj ikiye bölünecektir, elbette Q1'in temel akımı katkıda bulunacaktır. Böylece op-amp girişinde 0,24 V alıyoruz.

Ancak bunlar sadece bu devrenin kademelerinin işleyişinin sonuçlarıdır, birkaç nedene değinelim:
Q1'in tabanında sıfırdan farklı bir voltaj göründüğünde, bizim durumumuzda 0,24 V, Q1 açılmaya başlar ve bu da kollektöründeki voltajın azalmasına neden olur. Kolektör Q1'deki voltajın azaltılması, Q6'nın tabanından akan akımı azaltır ve bunun sonucunda kolektöründeki voltaj artar, bu da Q7'deki verici takipçisi aracılığıyla verici takipçisindeki voltajı artırır. Q9'da ve op-amp çıkışındaki (OUT noktası) voltaj artmaya başlar.

Op-amp çıkışındaki voltajın arttırılması, R17 ve R18'in birleşim noktasındaki voltajı da arttırır ve bu nokta, op-amp'imizin evirici girişi olan Q2'nin tabanına bağlanır (Şekil 6). Q2 hafifçe açılmaya başlar ve emitöründeki voltaj artar. Bu, Q1 transistörünün kapanmasını gerektirir ve devrede ayrıca sonraki aşamaları etkiler. Transistör Q1, Q2 tabanında, Q1 tabanındaki gerilime mümkün olduğu kadar yakın bir voltaj oluşacak şekilde yeterince kapanır ve bu voltajın büyüklüğü doğrudan R17 ve R18 dirençlerinin değerlerine bağlıdır. R18 ne kadar küçük olursa, Q1 ve Q2'deki kademenin baz akımlarının dengesini yeniden sağlamak için op-amp çıkışında voltajın üretilmesi gerekir. R18 direncini değiştirmezseniz, ancak R17'yi artırırsanız, Q17 boyunca oldukça büyük bir voltaj tekrar düşeceğinden op-amp'in çıkış voltajını da artırmanız gerekecektir.
Şimdi geriye kalan tek şey V5 kaynağındaki voltajı arttırmak ve voltaj değerlerinin gerçekten toplandığından emin olmaktır.

Şekil 8. İki terim V4 ve V5'in matematiksel toplamı.

Şekilden görülebileceği gibi, her biri 0,5 V'luk iki terim V4 ve V5 ile toplayıcının çıkışı BİR VOLT'a eşit bir toplam üretir, yani. Matematiksel işlem doğru bir şekilde gerçekleştirildi.
Daha fazla netlik sağlamak için, antika K140UD1'den uzaklaşalım ve yaygın olarak kullanılan op-amp TL071'i temel alan üç terimli bir toplayıcıyı simüle edelim. Sonuç aşağıdaki "hesap makinesidir":

Şekil 9. Üç terimin matematiksel toplamı.

Burada OOS dirençlerinin değerlerine dikkat etmelisiniz. Mezheplerdeki fark neredeyse iki kattır, yani. Op-amp kazanç katsayısı R5 / R4 + 1 = 3 olacaktır. NEDEN? Önceki diyagramda kazanç katsayısı 2'ydi, ama burada 3 mü?Önceki devrede İKİ terim vardı, yani iki giriş bölücü vardı (R15 ve R16, Şekil 6), bu nedenle orijinal giriş voltajı ikiye bölündü ve değerleri geri yüklemek için iki katına çıkması gerekiyordu. Şekil 9'daki devrede SUT terimleri vardır, bu nedenle giriş bölücü değeri üçe böler ve onu geri yüklemek için üçe katlamak gerekir. Daha fazla güvenilirlik için, dört terimli bir toplayıcıya bakalım ve elde edilen kazancı bağımsız olarak hesaplayalım:

Şekil 10. Dört terimin toplayıcısı.

BU matematiğin ses mühendisliğiyle tam olarak ne alakası var?
En doğrudan. Ses mühendisliğinde voltaj elbette değişkendir, ancak ÇOK kısa bir süre içinde sabit bir voltaj olarak düşünülebilir, bu nedenle bir op-amp kullanılarak matematiksel sinyal işleme oldukça kabul edilebilir:

Şekil 11. Alternatif voltajın doğru voltaj olarak gösterimi.

Zamanın belirli bir noktasındaki alternatif voltajın sabit kabul edilebileceği gerçeğine dayanarak, ek bir kavram tanıtılmıştır: ANLIK GERİLİM DEĞERİ Aynı şekilde akımların ve güçlerin anlık değerlerine de başvurabilirsiniz. Gerçekte nasıl görüneceği Şekil 12'de gösterilmektedir:

Şekil 12. Dört analog terimin toplayıcısı.

Gerilimleri R1-R4 dirençleri tarafından toplanan ve op-amp X1'in genliğine eşitlenen 4 sinüzoidal sinyal V1-V4 kaynağı vardır. Girişe bağlı olarak toplayıcının çıkış sinyali Şekil 13'te gösterilmektedir:

Şekil 13. Çıkış sinyalinin girişe bağımlılığı.

Peki bu toplayıcının pratik kullanımı nedir? Bu toplayıcı biraz değiştirilirse, nihai sonuç en basit dört girişli MİKSER olur ve giriş sayısı ikiden yirmiye kadar çok farklı olabilir:

Şekil 14. Dört girişli bir karıştırıcının şematik diyagramı.

Bu devrede, C1-C4 kapasitörleri izolasyon kapasitörleri görevi görür ve bazen meydana gelen, kaynaktan gelen DC voltajının op-amp girişine girmesini önler. Bu devredeki op-amp TL071'dir, ancak hemen hemen tüm modern op-amp'ler kullanılabilir - parametreleri orta fiyatlı ekipman için oldukça yeterlidir. Değişken dirençler X1-X4, giriş sinyallerinin her birinin seviyesini düzenler, bu da herhangi bir giriş kaynağının ses seviyesini hızlı bir şekilde değiştirmenize olanak tanır.

Güç kaynağı seri bağlı iki 15 V kaynaktır. Bağlantı noktası ortak kabloya ve ona göre bağlanırortak kabloya göre iki voltaj elde edilir - ARTI ON BEŞ ve EKSİ ON BEŞ volt. Böyle bir ikili kaynağa iki kutuplu voltaj kaynağı denir ve genellikle pozitif ve negatif kabloların boyutları aynıdır.

Ancak op-amp tek bir kaynaktan beslenebilir, sadece şunu unutmayın Op-amp belgelerinde, genellikle iki kutuplu voltaj kaynağının boyutu belirtilir ve minimum ve maksimum değerler gösterilir; örneğin, Uip min ±5 V, Uip max ±20 V. Bu, op-amp'in ±5...±20 V voltaj aralığında iki kutuplu bir beslemeyle çalıştığı anlamına gelir, ancak tek kutuplu bir kaynaktan beslendiğinde voltaj aralığı +10...+40 V gibi görünecektir. .

Şekil 15. Op-amp güç seçenekleri.

Bipolar bir kaynaktan güç beslemesi bir şekilde tercih edilir - devre tasarımı biraz basitleştirilmiştir, çünkü giriş bağlaması, Şekil 14'teki devrede olduğu gibi, op-amp girişindeki sıfır voltajın oluşturulduğu "otomatik" olarak gerçekleşir. değişken dirençlerin alt terminalleri veya girişteki sıfır, bir terminali ortak kabloya bağlanan ayrı bir sabit direnç tarafından oluşturulur ve ikinci pin, genellikle olmayan op-amp girişine bağlanır. ters çevirme. Böylece, başlangıç ​​voltajı, sapmalar dikkate alınmazsa, op-amp çıkışında sıfıra eşit olarak ayarlanır.

Tek kutuplu bir besleme voltajıyla, op-amp'in çıkış voltajı negatif olamaz, ancak sinüs dalgasının hem pozitif hem de negatif yarım dalgalarını yükseltmesi gerekir. Bu sorunu çözmek için özellikle op-amp için sanal bir sıfır oluşturulur. Genellikle bunlar güç terminalleri arasına bağlanan seri bağlı iki dirençtir ve dirençlerin bağlantı noktasında oluşan besleme voltajının yarısı sanal sıfır görevi görür (Şekil 16).

Şekil 16. Tek kutuplu voltajdan op-amp güç kaynağı.

R1 ve R4, besleme voltajının yarısını oluşturur, R3, giriş sinyalinin, üretilen voltajın etkisini azaltmak ve ayrıca cihazın giriş direncini arttırmak için gereklidir, çünkü C2, darbe gürültüsünü ve güç dalgalanmasını azaltmak için tasarlanmıştır. sanal sıfır aynı zamanda giriş alternatif voltajını da etkileyecektir. C1, op-amp girişindeki DC bileşenini kaynaktan ayıran bir ayırma kapasitör görevi görür, çünkü kaynağın alternatif bir voltaj ürettiği varsayılır. R5 ve R2 OOS'yi oluşturur ve bu yükselticide kazanç katsayısı R5 / R2 + 1 = 30k / 10k + 1 = 4'e eşittir. C3, op-amp çıkışı ile yük arasında izolasyon kapasitörü görevi görür.

Şekil 14, 15 ve 16'yı karşılaştırdığımızda, çıkış voltajı tamamen girişlerindeki voltaja bağlı olduğundan, op-amp'in ORTAK tel olmadan yapabileceği açıkça ortaya çıkıyor, bu nedenle iki kutuplu besleme ve yarım ile çıkışta sıfır voltaj elde etmek için Tek kutuplu besleme ile voltaj, evirmeyen bir amplifikatör girişini sıfır veya yarı besleme voltajına "bağlamak" gerekir. Yalnızca bu durumda çıkış sinyalinin sabit bileşeninde yetkisiz bir değişiklik hariç tutulacaktır, çünkü giriş sinyalindeki değişiklik bu "bağlamanın" voltajına göre meydana gelecektir, yani. İki kutuplu güç kaynağı için ORTAK kablo ve tek kutuplu güç kaynağı için besleme voltajının yarısı referans voltajları olarak görev yapacaktır. Bu durum, op-amp'in doğru çalışması için referans voltajının "saflığının" bir öncelik haline geldiğini göstermektedir. Baskılı devre kartını döşerken, bu referans voltajlarının önemini hesaba katmak ve güç bölümünden gelen parazit, güç filtresi kapasitörlerinden gelen akımların bunların içinden akışı gibi dış faktörlerin bu iletkenler üzerindeki etkisini hariç tutmak gerekir. referans voltajındaki tüm değişiklikler op-amp'in çıkış sinyalinde değişikliklere yol açacağından, yani. Kart üzerinde referans voltajı için ayrı bir iletken ayrılmalı ve bir op-amp veya op-amp grubu için yalnızca referans voltajı olarak kullanılmalıdır ve başka hangi amaçlarla .

Bir kapasitörün çalışma prensibi iki şekilde açıklanabilir:
Giriş AC voltajı sıfır olduğunda, kapasitör besleme voltajının yarısına kadar şarj edilir. Pozitif bir yarım dalga göründüğünde, kapasitör yeniden şarj olmaya başlar ve içinden akım akmaya başlar ve bir yük görevi gören R6, C3'e seri olarak bağlandığından, içinden akım akmaya başlar ve akımın yönü yukarıdan aşağıya olacak. Pozitif yarım dalga tepe noktasını geçip değeri düşmeye başlar başlamaz kapasitör boşalmaya başlayacaktır. Bu, akımın tekrar akmasına neden olur, ancak ters yönde. Böylece R6 üzerinde alternatif bir voltaj üretilecektir.

İkinci açıklama şekli ise elemanların elektrik akımına karşı direnci ile ilgilidir. Doğru akım için kapasitörün direnci sonsuzdur (kaçak akımları saymaz), ancak alternatif akım için kapasitörün direncinin değeri zaten bir değere sahiptir ve bu değer kapasitörün kapasitansına ve frekansına bağlıdır. akan akım. Direnç belirli koşullara bağlı olarak değiştiğinden, bir elemanın belirli koşullar altında nasıl bir dirence sahip olduğunu hesaplamak için bir formüle ihtiyaç duyulur ve direnç değiştiğinden, onu dirençlerin direncinden ayırmak için REAKTİF DİRENÇ kavramı ortaya atılır, hesaplanır. formüle göre PI, PI sayısıdır, F, Hertz cinsinden frekanstır, C, kapasitörün Farad cinsinden kapasitansıdır. Bu formüle dayanarak, Şekil 16'daki C3 kapasitörünün direncinin ses aralığının aşırı frekanslarında, yani 20 Hz frekansında ne olacağını hesaplamak zor değildir, 47 μF'lik bir kapasitörün reaktansı eşit olacaktır. 169 Ohm'a ve 20 kHz - 0,17 Ohm frekansında. 2 kOhm'luk yük direnciyle 169 Ohm, sinyalde hafif bir zayıflamaya neden olur:

Şekil 17. Alternatif voltajın C1 reaktansı ile zayıflaması.

Dolayısıyla, matematiksel açıdan bakıldığında, Şekil 16'daki R6 yük direncinde sabit bir voltaj olmayacaktır, çünkü sabit bir voltaj için C3'ün direnci sonsuza eşittir ve alternatif bir voltaj için direnç 169 Ohm'dan 169 Ohm'a düşer. Ses aralığında 0,17 Ohm.

Yani reaktansı azaltmak için ayırma kapasitörünün kapasitansı mümkün olduğu kadar büyük alınmalıdır? Tam olarak değil. Örneğin, giriş kapasitörünün kapasitansını değiştirerek, küçük bir kızılötesi-düşük frekans filtresi düzenleyebilirsiniz; örneğin, ayırıcı kapasitör C1'in kapasitansı 22 µF olacak şekilde, op-amp X1'deki tampon amplifikatör şu şekli alır: mavi bir çizgi ve C1'in 2,2 µF'ye eşit olduğu kırmızı bir çizgi. Şekilden 20 Hz bölgesindeki hafif devrilmeye rağmen alttaki her şeyin oldukça başarılı bir şekilde kesildiği ve böylece woofer'ın aşırı yükten korunduğu görülmektedir.

Şekil 18. Bağlantı kapasitörünün kapasitansının tüm amplifikatörün frekans tepkisi üzerindeki etkisi.

Ek olarak, direncini değiştirmek için bir kapasitörün özelliklerini kullanmak, çeşitli filtreler oluşturmanıza olanak tanır ve bunun için op-amp girişindeki dirençler belirli bir şekilde bağlanır ve ardından voltaj düşüşü dengeleyicisi olarak görev yapar veya op-amp'in geri bildiriminde ve ardından op-amp, frekansa bağlı olarak kendi kazancını değiştirir.

Ancak filtreleri dikkate almadan önce bahsettiğimize dönmeliyiz. TAMPON AMPLİFİKATÖRÜ. Esasen, bir tampon amplifikatörü, düz bir frekans tepkisine sahip olan bir ara amplifikatördür; bir kazanç ayarının olması arzu edilir. Bir tampon amplifikatörün devreye sokulması, genellikle amplifikatörün 200 W veya daha fazla çıkış gücüne sahip olması durumunda haklı çıkar.. Bu durumda, ön yükselticilerin çıkış voltajı normalize edildiğinden ve 0,75 veya 1 V olduğundan ve 200 W güç için yaklaşık 40 V (28 V) genliğe sahip bir voltaj olduğundan, güç amplifikatörünün kendi kazancı oldukça yüksek olmalıdır. rms değeri) zaten gerekli, yani . amplifikatörün sinyali 28 kat, yani 32 dB yükseltmesi gerekir.

Amplifikatörün kendi kazanç faktörü ne kadar yüksek olursa, ürettiği distorsiyonun da o kadar büyük olacağı bir sır değildir, bu nedenle distorsiyonu azaltmak için kazanç faktörünü azaltmak gerekir ve aynı gücü elde etmek için amplifikatörün genliğini arttırmak gerekir. Giriş sinyali. Bu sorunu çözmek için bir tampon amplifikatör kullanılır.

Tampon amplifikatörlerin devre tasarımı oldukça basittir - genellikle bir OOS tarafından kapsanan bir op-amp'in tipik bir bağlantısıdır ve ayarlanabilir bir bağlantıdır. Op-amp genellikle amplifikatörün kendisi ile aynı kaynaktan beslenir, bu nedenle op-amp işlemi için gereken ±15 V voltajı elde etmek için parametrik stabilizatörler kullanılır, ancak önce ayrı bir kaynaktan beslenen bir devreyi düşünelim:

Şekil 19. Ayrı bir kaynaktan beslenen bir tampon amplifikatörün şematik diyagramı.

Her şeyden önce, amplifikatörün çıkışında bir bağlantı kapasitörünün bulunmamasına dikkat etmelisiniz - güç amplifikatörünün girişinde bir kapasitör bulunduğundan buna gerek yoktur. Amplifikatörün ses aralığının kenarlarında küçük geçişleri vardır, ancak hatların belirgin dikliğine rağmen bu geçiş yalnızca 0,1 dB'dir ve 15 dB'lik bir kazançla bu kabul edilebilir olandan fazladır:

Şekil 20. TI'nin TL071 op-amp'ini temel alan bir tampon amplifikatörünün frekans tepkisi.

THD seviyesi de çok iyi değil:

Şekil 21. Op-amp TL071'i temel alan bir amplifikatör için THD seviyesi

Burada 1,2 m, mili yüzdelik olduğu anlamına gelir, yani. bu %0,0012'dir. Bu arada, bu değer doğrudan kullanılan op-amp'e bağlıdır. Aşağıda aynı tampon op-amp'i için aynı grafikler verilmiştir, ancak NE5534 ve AD744 kullanılmıştır:

Şekil 22. NE5534 op amp için THD seviyesi (üst, sarı arka plan)
ve AD744 (altta, yeşil arka plan)

Grafiklerden de görülebileceği gibi THD seviyesi önemli ölçüde azalır, bu nedenle bir op-amp seçerken bu faktörü dikkate almalı ve kurulumdan önce planlanan op-amp'in özelliklerini daha detaylı incelemelisiniz. Örneğin, NE5534, giriş empedansını azaltan, ancak daha büyük bir yük kapasitesine sahip olan, büyük bir dahili kazanca sahip evirici güç amplifikatörlerinde kararlı bir şekilde çalışmasına olanak tanıyan iki kutuplu bir girişe sahiptir.

Daha görsel bir örnek için temel bir Holton amplifikatör devresini kullanalım:

Şekil 23. Holton güç amplifikatörü devre şeması

Bu versiyondaki THD seviyesi 32 dB kazançla %0,03'e ulaşıyor.

Şekil 24.

Şimdi tampon amplifikatörü amplifikatöre “vidalayalım” ve THD seviyesini tekrar kontrol edelim:

Şekil 25. TL071'de tampon op-amp'li Holton amplifikatörü

Şekil 26. TL071'de tampon op-amp ile THD seviyesi.

Grafikten görülebileceği gibi THD seviyesi neredeyse 3 kat (!) azaldı ve bu, geleneksel bir op-amp TL071 kullanıldığında oluyor. Ancak amplifikatörün kazancını daha da azaltıp tampon amplifikatörün kazancını arttırırsanız ve TL071 yerine AD744'ü kullanırsanız, THD seviyesi 2 kat daha azaltılabilir.

Şekil 27. AD744 kullanılırken THD düzeyi.

Şimdi Şekil 25'teki şemaya daha yakından bakalım:
C3 ve C6, güç kaynağının düşük frekanslı bileşenini filtreleyen elektrolitik kapasitörlerdir ve C4 ve C5, HF'yi filtreleyen film kapasitörlerdir;
D1 ve D2 - 1,3 W, 15 V zener diyotlar;
R3, tampon op-amp'in kazancını hızlı bir şekilde değiştirmenize olanak tanıyan bir düzeltme direnci anlamına gelir;
C7 - op-amp'in ultrason üzerindeki kazancını radikal bir şekilde azaltan ve tampon amplifikatöre stabilite kazandıran (uyarılma eğilimini azaltan) bir düzeltme kapasitörü;
R17 ve R20, güç amplifikatörünün kendi kazancından sorumlu oldukları için benzer devrelerle (23) karşılaştırıldığında değişir;
dirençler R4 ve R5, parametrik stabilizatör için akım sınırlayıcı (balast) dirençler görevi görür ve amplifikatörün besleme voltajı ne kadar yüksek olursa, sahip olmaları gereken değer o kadar yüksek olur ve o kadar fazla ısı dağıtırlar. Dirençlerin değeri, D1 ve D2 zener diyotları üzerinde 0,1...0,15 W dağılacak şekilde seçilmelidir. Bu, besleme voltajının düşmesi durumunda stabilize voltajın değişmemesini sağlayacak ve op-amp'in kendisi tarafından tüketilen akıma veya op-amp tarafından yüke tüketilen akıma bağlı olmayacaktır. Çeşitli amplifikatör besleme voltajları için balast dirençlerinin değerleri tabloda özetlenmiştir:

BESLEME GERİLİMİ UMZCH, V	AKIM SINIRLAMALI (BALAST) DİRENÇLERİN DEĞERLERİ
	560...620 Ohm 0,25W
	1,5...1,7 kOhm 0,5 W
	1,7...2,2 kOhm 1W
	2,2...2,7 kOhm 1W
	3,3...3,6 kOhm 1W
	4,3...4,7 kOhm 1W
	5,1...5,6 kOhm 1W
	6,2...6,8 kOhm 2W
	6,8...7,5 kOhm 2W

Hem zener diyotların hem de balast dirençlerinin ısındığı hemen eklenmelidir, bu nedenle baskılı devre kartında bu elemanlar için daha büyük kontak pedleri sağlanması gerekir. böylece küçük ısı emici görevi görürler. Ayrıca, daha büyük bir temas yüzeyi ısıtma elemanları için çok daha güvenilirdir ve lehimin elemandan uzaklaşma olasılığı zamanla büyük ölçüde azalır.

Tampon amplifikatörleri konusunu bitirirken, yalnızca bir op-amp kurulduğundan beri, üzerine sınırlayıcı adı verilen ek bir birimin düzenlenebileceğini not etmek kalıyor. SINIRLAYICI - çıkış sinyalinin tepe seviyesini ölçen ve bu ölçümlere dayanarak kullanılan op-amp'in kazancını ayarlayan, amplifikatör çıkışındaki kırpma görünümünü ortadan kaldıran bir modül. Manyetik kayıt cihazlarında buna benzer bir şey deniyordu OTOMATİK SEVİYE KONTROLÜ.
Bir sınırlayıcı oluştururken ana sorun, sınırlayıcı yanıtı için zaman sabitinin seçimidir, çünkü çok hızlı bir yanıt, ses sinyalinin dinamik aralığını oldukça önemli ölçüde değiştirecektir ve eğer çok büyükse, sınırlayıcının zamanı olmayacaktır. giriş sinyalini işlemek için kullanılır ve kırpmayı "kaçırır". Şekil 28, bir tampon op-amp temelinde düzenlenen bir sınırlayıcı devrenin bir parçasını göstermektedir; Bu, Şekil 25'in "bitmiş" diyagramıdır:

Şekil 28. Sınırlayıcı organizasyonu.

Devre özel olarak en ilkel şekilde düzenlenmiştir - amplifikatör çıkışından gelen sinyal, direnç R52'nin sağ terminaline beslenir, daha sonra D12, D13, D17, D18 diyotları üzerindeki bir diyot köprüsü ile düzeltilir ve genlik sınırlayıcıya beslenir. D14 ve D15'te. Zener diyotları D14 ve D15'in voltajı, güç amplifikatörünün maksimum çıkış voltajından yaklaşık 5...8 V daha düşük olacak şekilde seçilir ve R50, akan akımı sınırlar ve C20 ile birlikte reaksiyon için bir zamanlama zinciri oluşturur sınırlayıcının süresi, yani maksimum sinyal genliği göründüğünde sınırlayıcının tampon amplifikatörün kazancını ne kadar hızlı azaltacağı. Sınırlayıcının ilk kazancını tampon op-amp'e "geri döndürme" süresi, C20 kapasitansına ve R51 direncine bağlıdır. D16, AOP124 optokuplör lambasını aşırı voltaj nedeniyle yanmaktan korur. HL1 lambası, R49 optokuplörünün foto direnci üzerinde "parlar"; bu, yandığında direncini azaltır ve tampon op-amp kazancını önemli ölçüde azaltır.

Ne yazık ki optokuplörler FOTORESİST LAMBAçok fazla değil ve bunların değiştirilebilirliği çok iyi değil, bu nedenle bu özel serinin ve tercihen sonunda B harfi olan optokuplörleri aramak daha iyidir, yani. AOP124B - lamba açıldığında, fotorezistörün direnci 360 Ohm'a ve bu serinin geri kalanı için 1,2 kOhm'a düşer, ancak bu sınırlayıcı için yeterlidir.

Bununla birlikte, op amplifikatörler, direnç ve kapasitör takımlarını kullanan tampon amplifikatörlerden daha fazlası için iyidir Bunları yalnızca belirli bir frekans aralığı için ton kontrolleri, çok bantlı ekolayzerler ve filtreler oluşturmak için kullanabilirsiniz.. Örneğin, Şekil 29'daki diyagramı düşünün:

Şekil 29. Yüksek geçiş filtresi.

R1 ve C2, prensibi reaktansla daha iyi açıklanabilen birinci dereceden bir filtre oluşturur - belirli bir frekansa ulaşıldığında, reaktans azalmaya başlayacak ve R1'den önemli ölçüde daha az olur olmaz, giriş sinyalinin genliği da azalmaya başlayacak. Kontrol etmek için bu devrenin simülatör tarafından çizilen frekans yanıtını alalım:

Şekil 30.

Şimdi yukarıdaki grafikte gösterilen frekanslar için C1 reaktansını yeniden hesaplayalım. Frekans tepki hattının bükülmesi yaklaşık 2 kHz'de başlar, bu frekans için C2'nin reaktansı 169 kOhm olacaktır, 22 kOhm R1'e göre bu hissedilmeye başlar. 24,1 kHz frekansta, C2 direnci 14 kOhm olacaktır ve bu zaten R1 direncinden 1,6 kat daha azdır, bu nedenle voltajın da 1,6 kat azalması gerekir, bu aslında 500 Hz düşük frekansta 1,22 V voltajda gerçekleşir. 24 kHz frekansta genlik 0,75 V'a düştü, yani. aynı 1,6 kat.

Şimdi R1-C2 ile tamamen aynı olan bir bağlantı daha ekleyelim ve ikinci dereceden bir filtre elde edelim:

Şekil 31. İkinci dereceden filtre

Şekil 32. İkinci dereceden bir filtrenin frekans tepkisi.

Şekilden görülebileceği gibi, düşük frekanslardaki çıkış voltajı tam anlamıyla 0,2 V azaldı, ancak yüksek frekanslarda devrilme çok daha yoğun bir şekilde meydana geliyor - şimdi 24 kHz frekansında çıkış voltajı 0,3 V'tur ve bu, Önceki filtreye göre 2 kat daha az. Daha fazla netlik sağlamak için, insan kulağı ses seviyesini logaritmik yasaya göre algıladığından ve üçüncü dereceden bir filtrenin frekans tepkisi aşağıdaki formu aldığından, bu değerleri dB'ye dönüştürün:

Şekil 33. İkinci dereceden bir filtrenin dB cinsinden frekans tepkisi.

Grafikten, 24 kHz'lik bir frekansta frekans tepkisi azalmasının 10 dB olduğu, yani düşük frekanstan 3 kat daha düşük olduğu artık açıktır. Bu filtrenin kalite faktörü, yani. frekanstaki değişime bağlı olarak kazancın ne kadar azalacağına olan bağımlılık oktav başına 5 dB'dir. Octave, frekansın tam olarak 2 kez değişmesi anlamına gelen müzikal bir kavramdır. Bu durumda hesaplamalar için segment olarak 10 kHz ve 20 kHz frekansları alınmış, bu bölümde genlik 5,2 dB azalmıştır.
Başka bir örneği ele alalım - üçüncü dereceden bir filtre, yani. 3 özdeş düğüm içeren:

Şekil 34. Üçüncü dereceden filtre.

Şekil 35. Üçüncü dereceden bir filtrenin frekans tepkisi.

Bu filtrede frekans tepkisi azalması oktav başına 7,5 dB'dir, yani. Genlikteki azalma çok daha yoğun bir şekilde meydana gelir.

Aynı prensibi kullanarak alçak geçiren filtreleri düzenleyebilirsiniz:

Şekil 36. Alçak geçiş filtresi

Şekil 37. Alçak geçiren filtre frekans yanıtı

Bu filtreler, ses aralığının kenarlarını sınırlamak için yaygın olarak tam güçlü amplifikatörlerde kullanılır., hoş olmayan müdahalelerin genellikle "yerleştiği" yer. Ancak yüksek geçişli filtre devresini kullanarak düzenleyebilirsiniz. subwoofer için alçak geçiş filtresi:

Şekil 38. Subwoofer filtresi

Şekil 39. Bir subwoofer filtresinin frekans tepkisi

Bu filtrenin tüm işlevselliğine rağmen kullanımını tavsiye etmek tamamen doğru olmaz. kızılötesi düşük frekanslarda herhangi bir sınırlama yoktur ve bu, dinamik kafa bobininin aşırı ısınması veya manyetik sistem üzerindeki darbelerden dolayı mekanik hasar görmesi olasılığını artırır.

Şimdi aşağıdaki şemayı filtre olarak düşünün:

Şekil 40.

Burada op-amp, bir evirici giriş aracılığıyla bağlanır ve op-amp OOS, bu devrenin frekans tepkisini kesinlikle etkileyecek RC zincirleri içerir. Devre aynı zamanda motor orta konumdayken değişken bir direnç X1 içerir, OOS'un bileşenleri ve giriş devresi tamamen simetrik hale getirilir, bu da OOS'un giriş elemanlarının frekans tepkisindeki değişiklikleri telafi ettiğini varsayma hakkını verir. yapacak. Motorun solundaki diyagramda direnç değeri yazılmıştır, bu durumda 100 kOhm'dur ve sağda motorun tam strokuna göre yüzde olarak konumu, yani. 50, motorun ortada olduğu anlamına gelir. Frekans tepkisine ilişkin değerlendirmeleri kontrol etmek için, bu devrenin simülatör tarafından oluşturulan frekans tepkisine bakalım:

Şekil 41.

Gerçekte, frekans yanıtının şeklini gösteren kırmızı çizgi pratik olarak sıfır işaretini takip etmektedir. Şimdi değişken direnç kaydırıcısını R2'ye doğru hareket ettirelim:

Şekil 42.

Şekilden de görülebileceği gibi amplifikatör, 40 Hz bölgesinde bulunan frekans tepkisinin belirli bir bölümünü yükseltmeye başlamıştır ve bu, C2 ve C3 kapasitörlerinin reaktansının o kadar değiştiğini ve çevreyi etkilemeye başladığını göstermektedir. geri besleme ve ortaya çıkan frekans tepkisinin şekli, bir LC rezonans devresinin frekans tepkisinin şekline güçlü bir şekilde benzer, ancak burada endüktans yoktur, bu nedenle bu şekilde rezonans mümkün değildir. Patlama frekansını belirlemek için ek bir kavram tanıtıldı - QUASIRESONANCE. Yarı rezonans, frekans tepkisinde hem yukarı doğru bir artışa hem de aşağı doğru bir çöküşe neden olabilir - değişken direnç kaydırıcısını R4'e doğru hareket ettirmeniz yeterlidir:

Şekil 43

Bu filtreyi kullanarak zaten oluşturabilirsiniz subwoofer için komple filtreçünkü kızılötesi-düşük frekans bölgesinde iyi sınırlamalara sahiptir. Filtrenin kalite faktörü oldukça yüksek olduğundan ihtiyaç duyulabilecek tek şey frekans ayarlayıcı kapasitörlerin değerini değiştirmektir. Sonuç aşağıdaki devre ve frekans tepkisidir:

Şekil 44

Paralel bağlı ancak farklı frekans ayar kapasitörlerine sahip birkaç filtre kullanarak, dört veya daha fazla frekans yanıt bölümünde (bantlarda) ayarlamalar yapan bir ton kontrolü olan bir ekolayzır oluşturabilirsiniz. Şekil 45, böyle bir 8 bantlı ekolayzırın diyagramını göstermektedir:

Şekil 45. 8 bantlı bir ekolayzırın şematik diyagramı.

Ancak bu, op-amp'leri kullanarak ekolayzır oluşturmanın tek yolu değildir. Şekil 47, op-amp'lerin bir tampon yükseltici (X1) ve bir kayıp dengeleyici (X2) olarak görev yaptığı tamamen pasif bir ekolayzırın diyagramını göstermektedir.

Şekil 46. Pasif ekolayzırın şematik diyagramı,
seksenli yıllarda RADYO dergisinde yayınlandı.

Bazen op-amp'lere dayalı ekolayzerlar oluşturmak için ayrı bant geçiren filtreler, başka bir işletim sisteminin OOS'sine dahil edilmiştir. Bu, bantların birbirleri üzerindeki etkisini azaltmanın yanı sıra, seçilen bandın frekans tepkisi bölümünün yükseliş ve düşüş değerlerini geniş bir aralıkta değiştirmeyi mümkün kılar:

Şekil 47.

Fakat Bir stereo ekolayzır oluştururken, her iki kanalın da birbiriyle aynı olması arzu edilir ve bu, parametrelerde değişiklik olmadan dirençlerin ve kapasitörlerin kullanılmasını gerektirir.. Bunları bulmak çok zordur, bu nedenle hem dirençleri hem de kapasitörleri seçmelisiniz. Bant geçiren filtrelerin devre tasarımında değişiklik yapılması yani ayarlanabilir filtrelerin kullanılması bu dertten kurtulmanızı sağlayacaktır. Seksenli yıllarda RADIO, K157UD2'yi temel alan benzer bir ekolayzırın şemasını yayınladı. Bu özel op-amp'lerin kullanımı, ikili olmaları gerçeğiyle haklı çıkarıldı. Bununla birlikte, bugün paketlerinde 4 op-amp içeren mikro devre sıkıntısı yoktur, bu nedenle ayarlanabilir filtreler için op-amp sayısını artırmanın mikro devre sayısını artırma üzerinde neredeyse hiçbir etkisi olmayacaktır. Ayarlanabilir filtrelere dayanan beş bantlı bir ekolayzırın diyagramı Şekil 48'de gösterilmektedir ve bu ekolayzer kolaylıkla 15 banda genişletilebilir:

Şekil 48.

Bu arada, hepsi bu yukarıda önerilen ekolayzerler grafik kategorisindeydi yani Kaydırıcı değişken dirençleri kullanırken, her kaydırıcının yanına bir kalibrasyon uygulayın, ardından direnç kaydırıcının konumuna göre frekans tepkisinin şeklini değerlendirebilirsiniz:

Şekil 49. PRIBOI E024S grafik ekolayzerinin ön paneli

Fakat Başka bir ekolayzır türü daha var - parametrik. Bu ekolayzerler, yalnızca belirli bir alandaki frekans tepkisinin yükselişini ve düşüşünü etkilemenize değil, aynı zamanda bu alanı hareket ettirmenize ve ayrıca kalite faktörünü ayarlamanıza da olanak tanır.

Şekil 50. Klark Teknik DN410 parametrik ekolayzırın ön paneli

Günlük yaşamda, bu tür ekolayzerler son derece nadiren kullanılır, ancak ihtiyaca bağlı olarak frekans tepkisini daha doğru bir şekilde ayarlamanıza olanak tanır.

Aslında parametrik ekolayzırlardan bahsediyoruz çünkü Şekil 48'deki devre bu ekolayzırı parametrik bir ekolayzıra dönüştürmenize izin veriyor, bunun için bant geçiren filtrelerin kırpma dirençlerini daha düşük değerde seri bağlantılı bir kırpma direnciyle değiştirmek gerekiyor ve ön panelde bulunan değişken bir direnç.

Öte yandan, frekans tepkisinin dar bir bölümünü izole etmek ve geliştirmek için bu ekolayzırın bir bandını kullanmayı kimse yasaklamaz; bu, bir subwoofer için çok işlevli bir filtre oluşturmak için tam olarak gerekli olan şeydir ve geriye kalan tek şey bir filtre eklemektir. Filtrenin kendisinde meydana gelen faz değişimini ortadan kaldırmak için faz kaydırıcı. Sonuç şudur subwoofer filtre devresi:

Şekil 51. Subwoofer filtre devre şeması

Şekil 52 ve 53, frekans ve kalite faktörünün ayarlanmasına bağlı olarak frekans tepkisinin şeklindeki değişiklikleri göstermektedir:

Şekil 52. Subwoofer'ın filtre frekansını değiştirme

Şekil 53. Subwoofer filtresinin kalite faktörünün değiştirilmesi.

Op-amp'lerin kullanımına ilişkin daha önce dikkate alınan tüm seçenekler, OOS - negatif geri besleme kullanımına dayanıyordu. Fakat Op-amp ayrıca olumlu geri bildirim - POS ile de kapsanabilir yani geri bildirim şu tarihte başlıyor: İNVERT OLMAYAN GİRİŞ. Bu dahil etme, bazı analog olayları "dijitalleştirmenize" olanak tanır; örneğin, belirli bir sıcaklığa ulaşıldığında, bazı olayların meydana gelmesi gerekir; örneğin, cebri soğutma fanının açılması gerekir ve sıcaklık belirli bir sıcaklığın altına düşer düşmez, kapanması gerekir. Benzer eylemler gerçekleştirilebilir fan kontrol devresiŞekil 54'te gösterilmektedir.

Şekil 54. Fan kontrolünün şematik diyagramı.

Diyagramda R7, boyutu ve performansı amplifikatörün tasarımına bağlı olan bir bilgisayar fanı görevi görüyor. Düzeltici direnç X1 yanıt eşiğini ayarlar. Direnç R8, fanı minimum hızda açmak için kullanılır ve en az 1 W güce sahip olmalıdır ve performansa bağlı olarak direnç seçilir. Daha fazla netlik sağlamak için, devreye küçük genlikli bir düşük frekanslı jeneratör bağlayalım, sıcaklığa bağlı olarak R2'deki bir değişikliği simüle edelim ve op-amp'in giriş ve çıkış voltajlarını karşılaştıralım:

Şekil 55. Op-amp giriş ve çıkış voltajları.

Burada mavi çizgi, evirici girişteki giriş voltajını, evirici olmayan girişteki kırmızı çizgiyi ve op-amp çıkışındaki yeşil çizgiyi gösterir. Çıkış voltajı değiştiğinden, R4 direnci aracılığıyla evirmeyen girişteki voltaj değerini de etkiler, ancak bu şekilde değişikliklerin bağımlılığı çok net bir şekilde görülmez, bu yüzden op çıkışındaki voltajı kapatalım. -amp ve girişlerdeki voltajlara daha yakından bakın:

Şekil 56. Op-amp giriş voltajı.

Termistör R2 soğukken direnci yüksektir ve evirici girişindeki voltaj pozitif olacaktır, dolayısıyla op-amp çıkışındaki voltaj negatif besleme voltajına mümkün olduğunca yakın olacaktır (Şekil 56'daki mavi çizgi). ) ve bu da evirici olmayan girişte yaklaşık -0,3 V (Şekil 56'daki kırmızı çizgi) küçük bir negatif voltajın ortaya çıkmasına neden olacaktır. R2 ısındıkça direnci azalmaya başlayacak ve bu da op-amp'in evirici girişindeki voltajın azalmasına ve ardından negatif bir değere geçişe neden olacaktır.

Evirici girişteki voltaj, evirici olmayan girişten daha düşük hale gelir gelmez, op-amp'in çıkışındaki voltaj değeri artmaya başlayacak ve bu, evirici olmayan girişteki voltajın artmasına neden olacaktır ve op-amp girişlerindeki voltaj farkı daha da artacaktır. Op-amp yalnızca evirici ve evirici olmayan girişlerdeki voltaj farkını yükselttiğinden, voltaj farkındaki bir artış, op-amp'in çıkışındaki çıkış voltajında ​​daha da büyük bir artışa neden olacaktır ve giriş voltajları arasındaki fark, daha da büyük hale gelir. Bu şekilde, aslında Şekil 56'da zaman ölçeğinin 1. noktasında meydana gelen, op-amp çıkışındaki çıkış voltajında ​​​​neredeyse anlık bir değişime katkıda bulunan bir çığ süreci oluşturulur. Bu işlemin sonunda op-amp'in çıkışında pozitif güç kaynağına yakın bir voltaj oluşur ve evirmeyen girişte 0,3 V'luk pozitif bir voltaj belirir.

Op-amp çıkışında pozitif voltajın ortaya çıkması, transistör Q1'i (2N5551) açar, bu da Q2'yi (BD139) açar ve fan, hızı maksimuma çıkarır. Bu arada, tüm bilgisayar fanlarına neredeyse 15 V'luk bir voltaj sağlanamaz, çünkü tüm fanların daha yüksek hızlarda çalışmasına izin veren bir motor sargısı kontrol cihazı yoktur. Maksimum hıza ulaşıldığında ve besleme voltajı daha da artırıldığında, motorun yapıştırılmış mıknatıslarının manyetik alanının gerekli Hall sensörünü "aşmak" için zamanı vardır ve bunun sonucunda motor titreşimi artar, hız düşer ve ısınır. Motor güç anahtarlarının sayısı keskin bir şekilde artar. Bu nedenle, devreye ±15 V'luk bir voltajla güç verirken, fanla seri olarak 0,5 W'luk bir direnç sağlanmalıdır. Bu direncin direnci fan üzerinde 12-13 V olacak şekilde seçilir, genellikle 5...10 Ohm yeterlidir.

Soğutma başlar başlamaz mantıksal olarak termistörün direncinin artması gerekir, ancak radyatörün termal direncinin çok iyi olmadığını ve termistörün ısınmaya devam ettiğini ve evirme girişindeki voltajın azalmaya devam ettiğini varsayalım.
Ancak bir süre sonra termistör soğumaya başlayacak ve direnci artmaya başlayacak ve evirme girişindeki voltaj artmaya başlayacak, sıfıra ulaşacak ve pozitif bir değer haline gelecektir. Gerilim, evirmeyen girişteki gerilime eşit bir değere ulaştığında ve çığ süreci hemen başlar, ancak negatif yönde - çıkış düşmeye başlayacak ve evirmeyen girişteki voltajın düşmesine neden olacaktır. op-amp girişindeki voltaj farkını arttırmak ve sonunda voltaja mümkün olduğu kadar negatif besleme voltajına yaklaşmak. Fanın kapandığı 2. zaman noktasında gerçekte olan şey budur.

Nasıl Grafikten, op-amp'in anahtarlanmasının aynı sıcaklıkta gerçekleşmediği görülebilir - önce ayarlanan değere göre hafif bir aşırı ısınma olmalıdır (termistördeki voltaj -0,3 V'nin altına düşmelidir) ve ardından hafif aşırı soğuma (termistördeki voltaj + 0,3 V'u geçmelidir). Buna dayanarak, Şekil 57'de gösterilen grafiği oluşturabilirsiniz:

Şekil 57.

Ortaya çıkan diyagram olası seçeneklerden birini temsil eder. Schmitt tetikleme uygulamaları veya karşılaştırıcı ve Şekil 57'de sunulan grafik bir açıklamadır Histerezis döngüleri yani bu diyagram şu şekilde düşünülebilir: en basit analogdan dijitale dönüştürücü- ADC.
Sıcaklık kontrolünün yanı sıra benzer devreler güçlü H sınıfı ses amplifikatörlerinde ikinci güç seviyesini kontrol etmek için kullanılabilir. Bu amplifikatörlerin çalışma prensibi, besleme voltajını genellikle aynı parçaya bölmek ve çıkış sinyal seviyesi alt beslemeden düşük olduğu sürece son aşamada düşük voltaj kaynağını kullanmaktır. Çıkış sinyalinin genliği besleme voltajının değerine yaklaşmaya başlar başlamaz, beslemenin "ikinci kısmı" son aşamaya beslenir. Daha ayrıntılı bir görünüm için Holton amplifikatörünü kullanıyoruz:

Şekil 58. H sınıfındaki Holton devre şeması

Bu şemada karşılaştırıcı olarak özel bir op-amp LM311 kullanılırÇıkışta bir transistöre ve bu mikro devrenin yeteneklerini önemli ölçüde artıran bir çıkış yayıcı ve toplayıcıya sahip olan - hem tekrarlayıcıyı hem de açık kolektör çıkışını açmak mümkündür.

Amplifikatörün çıkışındaki voltaj +40 V'a ulaştığında, X3 karşılaştırıcısı çıkışındaki voltajı değiştirecek ve X9 ve X10 transistörleri açılacak ve transistörlerin drenajlarına +100 V voltaj uygulanacaktır. son aşama. Çıkış voltajı 22 V'un altına düştüğünde karşılaştırıcı tekrar durumunu değiştirecek ve güç kaynağının "ikinci katı" kapatılacaktır. Gücün "ikinci katının" bağlandığı ve kapatıldığı voltaj, düzeltici direnç R30'un konumu ile belirlenir ve Histerezis döngüsü, direnç R37 tarafından oluşturulur ve bu devrede bu direncin değeri, daha büyük değerler için biraz hafife alınır. netlik. Devreyi tekrarlarken 2,2 MΩ değerinin kullanılması tavsiye edilir. Baskılı devre kartının DOĞRU düzenine sahip olduğunuzdan ve darbe girişimi olasılığının en aza indirildiğinden eminseniz, bu direnci tamamen terk edebilirsiniz - mikro devrenin iç yapısı buna izin verir.

Negatif kol için aynı işlem gerçekleşir, yalnızca X4'teki karşılaştırıcı tarafından izlenir ve ikinci güç seviyesi M7 ve M8 transistörlerine bağlanır.

Şekil 59. H Sınıfı bir amplifikatörün ikinci güç seviyesinin kontrolü.

En yaygın olanları IRF640 ve IRF9640, devredeki ikinci güç seviyesini bağlamak için transistör olarak kullanılır. Dirençler R63, R64, R69, R71, ikinci seviye transistörler açıldığında meydana gelen ve kaçınılmaz olarak çıkış sinyalinde görünen şok sürecini azaltmak için kullanılır. Aynı süreci azaltmak için C13 ve C14 kapasitörleri de kullanılır. Yapılandırmada herhangi bir sorun yoksa, güç transistörü çiftleri yerine, pozitif kol için daha yüksek akım transistörleri IRF5210 ve negatif kol için IRF3710'u teker teker kullanabilirsiniz. Kaynaklardaki dirençlerin 0,1 Ohm'a düşürülmesi gerekir. Kontrol sistemleri, pozitif güç kaynağı kolu için R53-D8-D9 ve negatif kol için R56-D10-D11 parametrik stabilizatörleri tarafından çalıştırılır. İki özdeş zener diyot, her bir op-amp için sanal bir orta nokta sağlar ve bu nokta, karşılaştırıcının çalışması için referans noktasıdır.

Peki, son aşamanın bu şekilde dahil edilmesi tam olarak ne veriyor? Her şeyden önce, son kademe tarafından yayılan ısının azaltılması, çünkü son kademenin besleme voltajının değiştirilmesi, bu kademe tarafından dağıtılan gövdeyi önemli ölçüde azaltır. Ve üretilen ısı önemli ölçüde azaldığı için, bu son aşama için daha az transistör çifti kullanmak zaten mümkün ve bu da zaten para tasarrufu sağlıyor. Ek olarak, IRFP240-IRFP9240 son aşama transistörleri olarak kullanılır, maksimum DRAIN-SOURCE voltajı 200 V'dir, bu nedenle geleneksel devreye göre amplifikatör besleme voltajı ±90 V'yi (teknolojik marj için on volt, ancak bu yeterli değil). İki seviyeli bir güç kaynağı kullanarak, transistörlere herhangi bir zamanda toplam besleme voltajının 3 / 4'ünden fazlası uygulanmayacağından voltaj artırılabilir. Başka bir deyişle, ±50 V ve ±100 V'luk iki seviyeli bir beslemeyle çalıştırıldığında bile, transistörlere 150 V'tan fazla olmayan bir voltaj uygulanacaktır, çünkü çıkış sinyalinin maksimum genliğinde bile, ikinci seviye kontrol transistörleri kapatılacaktır - çıkışta pozitif yarım dalganın kontrolü eksi voltajın "ikinci katı" kapalıysa ve bunun tersi de geçerlidir - çıkış eksi yarım dalga ise, o zaman kontrol transistörleri pozitif “ikinci kat” kapatılacaktır.

Devre, karşılaştırıcının çalışmasını, referansla karşılaştırıldığında voltajın bir seviyesini değil iki seviyesini izleyecek şekilde düzenleyebilir. Bu tür karşılaştırıcılara iki eşik denir ve örneğin bir amplifikatörün besleme voltajını kontrol etmek, amplifikatörün çıkışındaki doğrudan voltaj seviyesini kontrol etmek için kullanılabilirler. İLE AC için DC voltaj koruması ve başlayalım:

Şekil 60. DC voltajından AC koruması.

Burada op-amp'in girişi başlangıçta D3 ve D4 (1N4148) diyotları üzerinde düzenlenen bir ön gerilim ile beslenir. Güç amplifikatörünün çıkışı sinüzoidal bir sinyal üreteci V1'dir ve üzerinde pozitif bir DC voltajı belirirse, ters çevirmeyen girişteki değeri artıramaz - D3 vermez, ancak ters çevirme girişinde hiçbir şey bir çıkışı engellemez. çıkıştaki pozitif voltajın artması Op-amp, besleme voltajının neredeyse eksisinde oluşacak ve bu da kompozit transistör Q1-Q2'nin kapanmasına neden olacak ve röle (R12) kapanacaktır. Amplifikatörün çıkışında eksi bir voltaj belirirse, ters çevirme girişinde artamayacak veya daha doğrusu azaltamayacaktır - D4 vermeyecektir, ancak ters çevirmeyen girişte kolayca negatif değerler alabilir, bu aynı zamanda op-amp güç kaynağının çıkışında neredeyse eksi voltajın ortaya çıkmasına neden olacak ve röle tekrar kapanacaktır. Örneğin, jeneratörden genliği 9 V ve frekansı 0,1 Hz olan ve sabit bir voltajı simüle ettiği düşünülebilecek bir voltaj uygulayalım:

Şekil 61. AC koruma işleminin zamanlama diyagramları, süre 10 saniye.

Mavi çizgi jeneratörden gelen sinyaldir, kırmızı çizgi ise Q1 ve Q2 kolektörlerindeki voltajdır.
C2 ve R13 zinciri, amplifikatör açıldığında hoparlörlerin bağlantısını geciktirmeye yarar ve kısa bir süre için (C2 şarj olurken) cihazın girişine küçük bir pozitif voltaj sağlar.

Bu devre popüler transistör analoglarından nasıl daha iyi? Er ya da geç belaya yol açabilecek bir nüans var. Örneğin, popüler DC voltaj koruma şemalarından birini ele alalım:

Şekil 62. Doğrudan voltajdan AC korumasının şematik diyagramı.

Amplifikatörün çıkışındaki artı açılır Q1 - Q3 kapanır, amplifikatörün çıkışındaki eksi açılır Q2 - Q3 kapanır, her şey doğru görünüyor ama bu nasıl oluyor? Kapasitans C2 yeterince büyüktür ve röleyi anında açıp kapatmanıza izin vermez, bu nedenle röle kontaklarının kapanma ve açılma hızı azalır, bu da kontakların yanmasına ve sonuçta rölenin arızalanmasına neden olur. Netlik sağlamak için transistörlerin kontrol rölelerinin kollektörlerindeki voltaj grafiklerine bakalım:

Şekil 63. Güç transistörlerinin toplayıcılarındaki osilogramlar.

Burada mavi çizgi, Şekil 62'deki kolektör Q2'deki voltajdır ve kırmızı çizgi, Şekil 60'taki transistör Q2'nin kollektörü üzerindeki voltajdır. Şekilden görülebileceği gibi, geleneksel koruma için, rölenin besleme voltajında ​​değişiklik meydana gelir. 0,1 saniye içinde, bir op-amp ile koruma için anahtarlama süresi yalnızca op-amp'in hızına ve güç transistörlerinin hızına bağlıdır; geleneksel olanlarla karşılaştırıldığında neredeyse anında.

Aynı prensibi kullanarak organize edebilirsiniz. güç amplifikatörü için yumuşak başlangıç ve yumuşak başlatmanın kendisine ek olarak devre, besleme voltajını da izleyecektir. İkincil güç kaynağı ayarlanan sınırın üstüne veya altına değişirse, örneğin şebeke voltajının aynı fazında kaynak çalışması yaparken veya rüzgarlı havalarda ana hat kabloları üst üste gelir ve prizde 280-340 V görünürse, o zaman bu devre amplifikatörü otomatik olarak başlangıca geçirecektir. Durum oldukça uzun süre devam ederse, bu durum akım sınırlama direncinin yanmasına ve amplifikatörün tamamen kapanmasına neden olacaktır. Şematik diyagram Şekil 64'te gösterilmektedir:

Şekil 64.

Burada V1 ve V1, bir güç transformatörünün sekonder sargılarını simüle eder, V3 - şebeke voltaj dalgalanmalarını simüle eder, R1 ve R2 - güç transformatörünün birincil sargısına seri olarak bağlanan ve sargısı direnci simüle eden röle kontakları tarafından şöntlenen BİR direnci simüle eder R15, R3 - amplifikatör gücünün hareketsiz akımını simüle eder. Daha dar bir çalışma aralığı elde etmek için devrede Schottky diyotları kullanılır, çünkü voltaj düşüşü daha düşüktür; 1N4144 ile değiştirilebilirler.

Açılma anında C3 boşalır ve röle kapatılır; ikincil güç kaynağı filtre kapasitörleri, transformatörün birincil sargısına seri olarak monte edilen bir direnç aracılığıyla şarj edilir. Çoğunlukla ikincil güç kapasitörlerinin şarj süresi C3'ün şarj süresini aşar, bu nedenle röle kontakları açık kalır. C1 üst terminalindeki voltaj belirli bir seviyeye ulaştığında karşılaştırıcı tetiklenir ve röleyi açar - devre çalışma moduna geçer. C1'deki voltaj, R5 kesme direnci tarafından ayarlanan voltajdan daha az veya daha fazla olduğunda, karşılaştırıcı tekrar çalışacak ve röleyi kapatacaktır - güç, akım sınırlama direnci üzerinden sağlanacaktır. Transformatörün gücü, dalgalanmalar sırasında geçici süreçlerin oluşmaya başlayacağı amplifikatörün son transistörlerini yakmak için artık yeterli değil. Bununla birlikte, kapasitörler yeterince büyükse, içlerinde depolanan enerji bir şeyin arızalanmasına neden olmak için yeterli olabilir, bu nedenle üç anahtarlama kontak grubuna sahip bir yüksek akım yüksek voltaj rölesinin kullanılması önerilir. Bir grup, transformatörün birincil sargısındaki direnci şöntleyecek ve ikinci grup, ana ikincil güç kapasitörlerinden sonra güç baraları boyunca kurulan akım sınırlayıcı dirençleri şöntleyecektir:

Şekil 65. Röle kontak gruplarının en uygun kullanımı.

Ek bir hizmet olarak bu devre aynı zamanda C1'in teknik durumunu da izleyebilir (Şekil 64) ve "kuruması" nedeniyle kapasitesi düşerse cihaz güç amplifikatörüne güç verilmesine bile izin vermez. Ancak burada, negatif besleme kolunun kapasitörlerinin teknik durumunu izlemek için tamamen aynı devreyi eklemeniz gerekecektir, ancak TL072 tipi bir op-amp kullanılması (bir durumda 2 op-amp) kullanılan parça sayısı.

Son olarak, genellikle yüksek kaliteli güç amplifikatörlerinde kullanılan op-amp'leri kullanmanın bir yolunu ve bunun özellikle sabit voltajlı bir amplifikatör olarak kullanımını düşünmeye devam ediyoruz.

Güç amplifikatörünün çıkışındaki DC voltajının mümkün olduğu kadar sıfıra yakın olmasını sağlamak için entegratörler kullanılır - DC voltajının değerini izleyen ve DC bileşeninin değerine bağlı olarak amplifikatörde ayarlamalar yapan modüller modları, böylece DC voltaj seviyesini sıfıra yaklaştırır. Örneğin aynı Holton amplifikatörünü ele alalım:

Şekil 66. Bir tampon amplifikatöre ve bir entegratöre sahip bir Holton amplifikatörünün şematik diyagramı.

Güç amplifikatörünün çıkış voltajı, R49 direnci üzerinden sinyalin değişken bileşenini filtreleyen C21 kapasitörüne geçer. Arka arkaya diyotlar D12 ve D13, giriş voltajının op-amp'i aşmasını önleyerek aşırı yükten korur. Daha sonra voltaj, op-amp X7'nin evirici girişine gider ve op-amp'in evirici olmayan girişine sağlanan sıfır ile karşılaştırılır. Op-amp derin OOS ile kaplıdır, ancak yalnızca alternatif voltaj açısından - bu kapasitör C20'dir, bu nedenle yalnızca op-amp'in çıkışından R47 direnci aracılığıyla girişe sağlanan doğrudan voltajı yükseltir. amplifikatör. Amplifikatörün çıkışı pozitif bir sabit voltaja sahipse, çıkışındaki entegratör, amplifikatörün çıkışındaki voltajın sıfıra eşit olacağı büyüklükte bir negatif voltaj üretir. Entegratörün op-amp'i girişi karşılaştırır. sıfır ile voltaj. Amplifikatörün çıkışı negatifse, op-amp'in çıkışında pozitif bir voltaj oluşur ve yine PA'nın çıkış voltajını sıfıra eşitler.

Bir entegratörün eklenmesi, amplifikatörün çıkışında sabit bir bileşenin varlığını daha doğru bir şekilde kontrol etmenize ve bunu otomatik olarak düzeltmenize olanak tanır; bu, amplifikatörün kendisinin giriş direncini önemli ölçüde arttırmayı mümkün kılar - Şekil 25'te R8, şuna eşittir: 10 kOhm, bu özel direncin değeri amplifikatörün çıkışında sıfıra ayarlandı.

Bunlar aslında ses mühendisliğinde op-amp'leri kullanmanın tüm ana yollarıdır, eğer kendi başınıza gelirseniz - şeref ve övgü.

Elbette, güç amplifikatörleri olarak bağımsız olarak kullanılabilen güçlü op-amp'lerden bahsedilmediği, örneğin TDA2030, TDA2050, vb. Fakat bu tartışmalı bir konudur. Bir yandan bunlar zaten ayrı bir dal gibi entegre güç amplifikatörleridir, diğer yandan op-amp'leri açmak için tüm seçenekler onlar için uygundur ve tıpkı op-amp'ler gibi sinyalleri toplayabilir, frekanslarını değiştirebilirler yanıt verir, karşılaştırıcı olarak çalışabilir ve TDA2030'un maliyeti, bir op-amp veya transistörün ve fanı kontrol etmek için gerekli rölelerin maliyetinden daha azdır, ancak TDA2030, bir bilgisayar fanını yalnızca bir tane değil, ek öğeler olmadan kontrol etme kapasitesine sahiptir. , ancak birkaçı hem seri olarak, artan güçle hem de paralel olarak bağlanır - besleme voltajı aralığı izin verir. Yine, ayrık amplifikatörlerin büyük çoğunluğu, hem evirmeyen bir girişe hem de evirici bir girişe sahip olduklarından op-amp olarak düşünülebilir, bu nedenle tüm op-amp geri besleme yasaları bunlara oldukça uygulanabilir. O halde bunu kendiniz biraz daha düşünün; BU YARATICI BİR YAKLAŞIM OLACAKTIR.

En popüler op-amp'lere küçük bir referans sayfası eklemenin mümkün olabileceği yönündeki suçlamayı tahmin ederek cevap vereceğim - böyle bir sayfa geliştirilme aşamasındadır ve Ekim ayı ortasında bu makalenin eki olarak görünecektir.

Bu makalenin eksikliklerinden biri, baskılı devre kartlarının fotoğraf ve çizimlerinin bulunmamasıdır, ancak burada, bazıları yirmi yıldan fazla bir süre önce ayrı modüller halinde monte edilmiş devreler önerilmektedir ve bugün kurulum gerekliyse, bunlar basitçe doğrudan cihaz kartına entegre edilmiştir ve ayrı bir modül olarak kullanılmaz. Bu nedenle baskılı devre kartlarını kendiniz tasarlayın veya arayın.

Makalenin eki

İşlemsel yükselteçler birkaç kategoriye ayrılır; en popüler olanı, iyi parametrelere sahip, ancak bugün ortalama olarak kabul edilen, yaygın olarak kullanılan op amplifikatörlerdir. Ölçüm ekipmanlarında kullanılmak üzere tasarlanmış hassas op-amp'ler vardır. Ve özellikle ses cihazları için bir tane var.

Fiyat dışında nasıl farklılar? Her şeyden önce şematik diyagram. Örneğin, yaygın olarak kullanılan ve ses olarak kabul edilen TL071 op-amp'in devre şemasını ele alalım:

Şekil 1. TL071 işlemsel yükselticinin şematik diyagramı

Şekil 2. AD744 op-amp'in şematik diyagramı

Devre farklılıklarına ek olarak, bu op-amp'ler kullanılan transistörlerde birbirinden farklıdır - AD774 daha hızlı transistörlere sahiptir, bu da elbette birlik kazanç frekansını etkiler. AD744 en az 13 MHz'lik birlik kazanç frekansına sahipken, TL071'in birlik kazanç frekansı 3 MHz'dir. Ayrıca farklı bir THD seviyesine sahiptirler - AD744 için bu %0,0003, Texas Instruments'tan TL071 için - %0,003 ve STMicroelectronics'ten TL071 için - %0,01 ve son olarak AD744 devre şemasında iki kesme direnci vardır. mevcut jeneratör, evet, evet, tam olarak ayarlananlar. Elbette mikro devrelerin ayar için yuvaları yoktur. Bu dirençler op-amp kristali üretildikten sonra diferansiyel kademenin optimal çalışma modu elde edilene kadar lazerle ayarlanır ve bunun sonucunda minimum THD seviyesi elde edilir.

Ekonomiyi derinlemesine incelemeden bile, örnek olarak verilen op-amp'lerin maliyetinin birkaç kat, daha doğrusu neredeyse 20 kat farklılık göstereceğini açıkça belirtmek gerekir. Bileşenlerin başlangıç ​​parametreleri aynı zamanda STMicroelectronics'in TL071 pazarının hakimiyetini de açıklıyor, çünkü bu popüler op-amp'lerin Texas Instruments'ın op-amp'leriyle aynı fiyata satılması gerekiyor - her alıcı farkı açıklayamaz. Çoğu, yalnızca isme odaklanır ve farklı üreticilerin aynı mikro devrelerinin, yarı iletkenlerden bahsetmek yerine, kullanılan dirençlerin doğruluğu açısından bile farklılık gösterdiği gerçeğini araştırmaz. Şekil 3, STMicroelectronics'in TL071 devre şemasını göstermektedir; pasif bileşenlerin değerleri, Şekil 1'de gösterilenlerden farklıdır:

Şekil 3. STMicroelectronics'in TL071 op-amp'inin şematik diyagramı

Direnç parametrelerinin yayılmasının son rakamdan hesaplandığı ve genellikle% 5 olduğu göz önüne alındığında, STMicroelectronics'in Analog Devices işlemsel amplifikatörlerinin bir mikro devre için diferansiyel aşamasındaki dirençlerin yayılmasının aşağıdaki gövde boyutlarına sahip olduğunu görüyoruz:
SOIC_N (R8) gövde uzunluğu 4 mm, genişlik 5 mm, kablo aralığı 1,27 mm, kablo uzunluğu 1 mm'den fazla
MSOP (RM8) gövde uzunluğu 3 mm, genişlik 3 mm, kurşun aralığı 0,65 mm, kurşun uzunluğu 1 mm'den az

Karşılaştırma amacıyla tablo, farklı üreticilere ait yaygın olarak kullanılan op-amp TL071'i içermektedir.
Bununla birlikte, bir amplifikatör için pahalı op-amp'lerin kullanılması, yalnızca uygun hoparlör sistemlerine sahipseniz mantıklıdır ve her şeyden önce ses sinyalinin kaynağını unutmamalısınız.

Elbette, vasat hoparlörler ve bir bütçe kaynağıyla birlikte çalışan bir amplifikatörde iyi op-amp'lerin kullanımı farkedilecektir, ancak yine de bu op-amp tüm yetenekleri tam olarak ortaya çıkaramayacak - yol tam olarak karşılık gelmelidir Seçilen fiyat kategorisi.

Etiketler:

• kuruluş birimi

Devresi ve tasarımı geleneksel olmayan teknik çözümler kullanan bir amplifikatörün oluşturulması hakkında bir makale. Proje kar amacı gütmüyor.

Ses ekipmanlarıyla ilgilenmeye ve müzik dinlemeye çok uzun zaman önce, 80'lerin sonlarından itibaren başladım ve uzun bir süre, Sony, Technics, Revox, vb. etiketli herhangi bir PA'nın bu işi yapabileceğine kesin olarak ikna oldum. Batılı markalar teknolojiye, en kaliteli parçalara ve deneyime sahip olduğundan, yerli amplifikatörlerden çok daha iyi ve hatta ev yapımı amplifikatörlerden daha iyi.

A.M.’nin yazısının ardından her şey değişti. Likhnitsky, yazarı olduğu Brig-001 amplifikatörünün 70'li yıllarda geliştirilmesinden ve üretime girmesinden bahseden Audiomagazin No. 4(9) 1996 dergisinde. Tesadüfen kısa bir süre sonra ilk sayılardan arızalı Brig-001 elime geçti. Yalnızca 70'li ve 80'li yıllardan kalma orijinal yerli parçaları kullanarak, bu PA'yı orijinal durumuna getirdim, böylece ses yetenekleri mümkün olduğunca güvenilir bir şekilde değerlendirilebilir.

Technics SU-A700 ev ses sistemi yerine Brig-001 amplifikatörünü bağlamak beni şok etti - parametreler daha mütevazı ve 20 yıl daha eski olmasına rağmen Brig çok daha iyi ses çıkardı. İşte o anda bir amplifikatör yapma fikri ortaya çıktı. kendi ellerimle, 1998 yılında yapılan ses sistemindeki standart olanı, esas olarak askeri kabulün yerli unsuru temelinde değiştirebilecek kapasitede. Yeni cihaz, NAD ve Rotel orta sınıf modelleri gibi daha ünlü amplifikatörleri karşılaştırmalı olarak dinleme şansı bırakmadı ve ağabeyleriyle karşılaştırıldığında bile oldukça ikna ediciydi. Proje, 2000 yılında aynı şemaya göre iki bloklu PA şeklinde, ancak yeni bir tasarım ve güç kaynağının artan enerji yoğunluğuyla daha da geliştirildi. Zaten birkaç bin ABD dolarına varan fiyat kategorisinde transistörlü ve tüplü amplifikatörlerle karşılaştırıldı ve çoğu durumda ses kalitesi açısından onları geride bıraktı. Sonra bir şeyin daha farkına vardım; amplifikatörün tasarımı neredeyse her şeye karar veriyor.

Özellikle iki üniteli PA'mdan daha iyi ses veren amplifikatörlerin katılımıyla yapılan dinleme oturumlarının sonuçlarını analiz ederek, çoğu zaman iyi tüp tasarımlarının veya genel OOS'suz transistör tasarımlarının üstün olduğu sonucuna vardım. . Bunların arasında, spesifikasyonları genellikle çıkış voltajı dönüş hızının çok yüksek değerlerine (200 V/μs ve daha yüksek) sahip olan derin OOOS'li PA'lar da vardı. Kural olarak, bu cihazlar pahalıydı ve devreleri halka açık değildi. Terminalimin de oldukça derin bir OOOS'si vardı, ancak performans onlarla karşılaştırıldığında düşüktü - benzer bir çıkış voltajıyla yaklaşık 50 V/μs. Bazen müzik enstrümanlarının tınılarının ve sanatçıların seslerinin doğallığını ve müzisyenlerin duygularını tam olarak aktarma yeteneğinden yoksundu. Bazı bestelerde müziğin sunumu basitleştirildi, tını zenginliğinin bir kısmı bir tür ince gri perdenin arkasına gizlendi. Bu muhtemelen geri beslemeli bir PA'nın doğasında bulunan "transistör sesi" olarak adlandırılan şeydir.

OOOS'li bir PA'daki “transistör” sesinin nedenleri forumlarda, devre tasarımıyla ilgili kitaplarda ve bu konuyla ilgili dergilerdeki yayınlarda defalarca tartışılmıştır. Benim de bağlı kaldığım bilinen versiyonlardan biri, genel geri besleme döngüsü tarafından kapsanan amplifikatörlerin sinüs dalgası sinyali ve aktif yük üzerinde ölçülen düşük çıkış empedansının, hoparlörlerde müzik çalarken hiç öyle kalmamasıdır. Bu, dinamik kafalardan gelen geri EMF sinyallerinin amplifikatörün çıkışından geri besleme devreleri yoluyla girişine nüfuz etmesine izin verir. Bu sinyaller, zaten şekil olarak farklı oldukları ve orijinal olanlara göre bir faz kaymasına sahip oldukları için OOOS tarafından çıkarılmaz, bu nedenle güvenli bir şekilde yükseltilirler ve hoparlör sistemlerine tekrar girerek ses yolunda ek bozulma ve yabancı seslere neden olurlar. Bu etkiyle mücadele yöntemleri periyodik olarak tartışılmaktadır. Örnekler aşağıdakileri içerir:

1. "Yanlış" OOOS kanalı, sinyali, hoparlörlere bağlı olmayan, ancak belirli bir değere sahip bir direnç üzerine yüklenen son aşamanın paralel bağlı elemanlarından birinden alındığında.

2. PA'nın çıkış direncinin, OOOS'ye ulaşmadan önce azaltılması.

3. OOOS döngüsü içindeki hızı “kozmik” hızlara çıkarmak.

Doğal olarak, OOOS yapılarıyla başa çıkmanın en etkili yolu, onu PA'nın devre tasarımından hariç tutmaktır, ancak transistörler üzerinde OOOS olmadan değerli bir şey oluşturma girişimlerim başarı ile taçlandırılmadı. Tüplü ses teknolojisi alanında sıfırdan başlamanın artık benim için pratik olmadığını düşündüm. "1" noktasındaki yöntem birçok soruyu gündeme getirdi, bu yüzden "2" noktasını dikkate alarak geri bildirim döngüsü içindeki hızı artırmaya yönelik deneylere başladım. Amplifikatörün müzik enstrümanlarının sesinin saldırısını doğru bir şekilde yeniden üretmesi için yeterli olan çıkış voltajının yükselme hızının nispeten küçük bir değer olduğuna ve ultra yüksek değerlerine hemen dikkat çekmek isterim. yalnızca OOO'nin işleyişiyle ilgilidir.

Genel bir geri besleme döngüsüne sahip amplifikatörlerde, tüm sorunların dönüş hızının arttırılmasıyla çözülmediği açıktır, ancak ana fikir şuydu, diğer tüm parametreler eşitti: geri besleme geri besleme döngüsü içindeki hız ne kadar yüksek olursa, o kadar hızlı olur. Geri bildirimle telafi edilmeyen sinyallerin "kuyrukları" zayıflayacak ve artan performansla artefaktların süresindeki azalma dikkate alındığında, bunların kulak tarafından fark edilebilmesi için bir miktar eşik değeri olması gerekir. Bu yönde hareket ederek, ayrı elemanlar kullanarak PA'da en az 100 V/μs çubuğa yaklaşma sorunuyla çok hızlı bir şekilde karşılaştım - devredeki güçlü transistörlerde basamaklar varsa, her şeyin çok daha zor olduğu ortaya çıktı. Gerilim geri beslemeli amplifikatörlerde, yüksek performans hiçbir şekilde kararlılıkla "birleşmedi" ve TOC'li (akım geri beslemeli) bir PA'da, bir entegratör kullanmadan kabul edilebilir bir sabit voltaj seviyesi elde etmek mümkün değildi. çıktı, hız açısından her şey yolunda olmasına rağmen ve kararlılıkla ilgili sorunlar çözüldü. Entegratör sesi daha iyiye doğru değiştirmiyor bence, bu yüzden gerçekten onsuz yapmak istedim.

Durum neredeyse bir çıkmazdı ve ilk kez, voltaj geri beslemeli bir güç amplifikatörü oluşturursanız, o zaman bir ön amplifikatörün veya telefon amplifikatörünün topolojisini kullanırsanız, onu yüksek yapmanın çok daha kolay olacağı düşüncesi ortaya çıktı. -hız, geniş bant, kararlı ve entegratörsüz, bence ses kalitesi üzerinde olumlu bir etkisi olmalı. Geriye kalan tek şey bunun nasıl uygulanacağını bulmaktı. Neredeyse 10 yıl boyunca bir çözüm bulunamadı, ancak bu süre zarfında, genel geri besleme döngüsü içindeki çıkış voltajının yükselme hızının ses kalitesi üzerindeki etkisini incelemek için evde araştırma yapıldı ve bunun için teste izin veren bir prototip oluşturuldu. Op-amp kullanan çeşitli kompozit amplifikatörlerin kullanımı.

“Araştırmamın” sonuçları şöyleydi:

1. Bir kompozit amplifikatörün hızı ve bant genişliği girişten çıkışa doğru artmalıdır.

2. Düzeltme yalnızca tek kutupludur. OOS devrelerinde kapasitör yok.

3. Maksimum çıkış voltajı 8,5 V RMS olan ve OOOS derinliği yaklaşık 60 dB olan bir amplifikatör için, ses kalitesinde 40-50 V/μs aralığında ve daha sonra 200 V/'ye yakın bir yerde gözle görülür bir artış görülür. μs, amplifikatörün pratikte "duyulabilir" OOOS olmaktan çıktığı zamandır.

4. 200 V/μs'nin üzerinde gözle görülür bir gelişme gözlemlenmedi, ancak örneğin 20 V RMS çıkış voltajına sahip bir PA için aynı sonucu elde etmek için zaten 500 V/μs gereklidir.

5. PA bandını sınırlayan giriş ve çıkış filtreleri, kesme frekansı ses aralığının üst sınırından önemli ölçüde yüksek olsa bile en iyi sesi vermez.

Ayrık elemanlara dayalı PA'larla yapılan başarısız deneylerden sonra bakışlarım, en yüksek çıkış akımına sahip yüksek hızlı op-amp'lere ve entegre tamponlara döndü. Arama sonuçları hayal kırıklığı yarattı - yüksek çıkış akımına sahip tüm cihazlar umutsuzca "yavaş" ve yüksek hızlı cihazların izin verilen besleme voltajı düşük ve çıkış akımı çok yüksek değil.

2008 yılında, tesadüfen, internette BUF634T entegre tamponunun spesifikasyonuna bir ekleme bulundu; burada geliştiriciler, paralel olarak bağlanmış bu tür üç çıkış tamponuna sahip bir kompozit amplifikatör devresini sundular (Şekil 1) - o zaman öyleydi çıktı aşamasında çok sayıda bu tür tampona sahip bir PA tasarlama fikri ortaya çıktı.

BUF634T, 250 mA çıkış akımına ve 20 mA'ya kadar hareketsiz akıma sahip, geniş bantlı (180 MHz'e kadar), ultra hızlı (2000 V/μs) paralel tekrarlayıcı tampondur. Tek dezavantajı, çıkış voltajının genliği üzerinde belirli kısıtlamalar getiren düşük besleme voltajıdır (+\- 15 V nominal ve +\- 18 V - izin verilen maksimum).

Tamponun diğer tüm özelliklerinden ve ses özelliklerinden tamamen memnun kaldığım için düşük çıkış voltajıyla yüzleşerek nihayet BUF634T'ye karar verdim ve maksimum çıkış gücü 20 W/ olan bir PA tasarlamaya başladım. 4Ohm.

Şekil 1

Çıkış katının eleman sayısının seçimi, 8 Ohm'luk bir yükte saf A sınıfında çalışan bir PA elde etmeye ve çıkış katı elemanlarının mevcut modlarının maksimumdan uzak olmasını sağlamaya indirgenmiştir. İhtiyaç duyulan miktar 40+1 olarak belirlendi. Ek 41. tampon için minimum hareketsiz akım ayarlandı - yalnızca 1,5 mA ve tasarımın ilk lansmanını radyatörleri kurmadan önce gerçekleştirmek ve aynı zamanda gerçekleştirmek amacıyla kullanılması amaçlandı. daha rahat koşullarda bazı ayarlamalar ve deneyler. Daha sonra bunun çok iyi bir fikir olduğu ortaya çıktı.

Bilindiği gibi entegre devrelerin paralel bağlanması genel gürültü seviyesinde ve Kg'de bir artışa yol açmaz ancak böyle bir modülün giriş empedansı azalır ve giriş kapasitansı artar. Birincisi kritik değil: BUF634T'nin giriş empedansı 8 MOhm'dur ve buna göre toplam, kabul edilebilir olandan fazla olan 195 kOhm'un altında olmayacaktır. Giriş kapasitansı ile durum o kadar da pembe değil: Tampon başına 8 pF, toplam giriş kapasitansının 328 pF'sini verir, bu zaten gözle görülür bir değerdir ve swing op-amp'in çalışmasını olumsuz yönde etkileyecektir (Şekil 1). Son aşama sürücüsünün çıkış empedansını küresel olarak azaltmak için, önüne kendi OOS döngüsü tarafından kapsanan başka bir op-amp yerleştirildi. Böylece devre üçlü bir kompozit amplifikatöre dönüştü, ancak burada "araştırma çalışmamın" sonuçlarının tüm noktaları yerine getirildi. Çok sayıda deneyden sonra, kompozit amplifikatörün bileşimi belirlendi: AD843 giriş op-amp'inin yerini aldı ve güçlü, yüksek hızlı op-amp AD811, akım geri beslemeli, çıkış tamponu olarak görev yapmak üzere çağrıldı. sürücü aşaması. PA'nın gerekli performansını garanti etmek için (200 V/μs'nin üzerinde), AD811'in kazancı ikiye eşit olarak seçildi; bu, ideal olarak AD843'ün mevcut 250 V/μs'sini iki katına çıkardı ve uygun devre ve Başarılı bir tasarımla, PA devresinin tamamı için çıkış dönüş hızı voltajının gerekli değerini korumak mümkün olacaktır. İleriye baktığımda beklentilerin haklı olduğunu görüyorum - bu parametrenin çıkış tamponlarıyla gerçek değerinin 250 V/μs'den fazla olduğu ortaya çıktı.

Amplifikatörün genel devresi kurulum ve ince ayar sırasında birçok değişikliğe uğradı, bu nedenle tüm düzeltmeleri ve iyileştirmeleri içeren son sürümü hemen sunacağım (Şekil 2).

Pirinç. 2

Yapı basittir - bir giriş seçici, bir ses seviyesi kontrolü, bir voltaj amplifikatörü, bir kayıt cihazına kayıt için bir tampon amplifikatörü, bir son aşama ve hoparlörlerin bağlantısını geciktirmek ve korumak için bir optoelektronik devre tarafından kontrol edilen bir koruma rölesi. bunları doğrudan voltajdan kullanın (Şekil 3). Kompaktlık sağlamak için tamponlar ve eşlik eden dirençler 10 parça halinde birleştirilir, ancak parça numaralandırması tamamen korunur. Şekil 2'de görülebileceği gibi. 2'de UM koruma rölesinin (K6) kontak grubu ses iletim devresine dahil edilmez ve geçici işlemlerde veya olası acil durumlarda çıkışı toprağa kapatır.

Pirinç. 3

BUF634T için bu tür bir dahil etme tehlikeli değildir, özellikle de tüm tamponların çıkışta 10 Ohm'luk bir direnci vardır. OOOS direncinin (R15) şasisine kısa devre nedeniyle amplifikatörün stabilite kaybını önlemek için, K6 rölesinin çalışmasıyla eş zamanlı olarak K5 rölesi de kapanır ve direnç aracılığıyla sürücü aşamasının geçici bir OOOS devresini oluşturur. R14. R14 ve R15 dirençlerinin değerleri eşitse, korumanın çalışması sırasında 100 dB'den daha hassas olsalar bile hoparlörlerde yabancı tıklamalar olmaz.

İlk çalışma yılında amplifikatörün hem K5 rölesi olmadan hem de R14 ile geçici OOS devresi olmadan güvenilir bir şekilde çalıştığını belirtmekte fayda var, ancak koruma işlemi sırasında kendiliğinden uyarılma olasılığı beni rahatsız etti, bu yüzden bu ek elemanlar tanıtıldı. Bu arada, amplifikatör son aşamayı bir OOOS devresiyle kapatmadan harika çalışıyor. BM'deki geri bildirimi kapatmak için R15 direncini, K5 rölesini çıkarabilir ve R14 direncini kullanabilirsiniz, ben de bunu bir deney olarak yaptım. Sesi daha az beğendim - belki de bu, ultra hızlı geri bildirim kullanmanın dezavantajlarından çok avantajlarına sahip olduğumuz bir seçenektir.

Diyagram ayrıca 4 girişten birinin (CD girişi) PA'yı doğru akım amplifikatörü (DCA) moduna geçirdiğini ve "Kaset Monitörü" fonksiyonunun, ek kontak grupları olmadan LP girişinden (vinil disk oynatıcı) uygulandığını gösterir. devre sinyal geçişi. Ben analog kayıt hayranıyım, bu yüzden bunu sadece kendim için yaptım. Ses sisteminde analog ses kayıt cihazları yoksa, op-amp IC1 üzerindeki blokaj ortadan kaldırılabilir.

Diyagram güç kaynağı engelleme kapasitörlerini göstermemektedir - kolaylık olması açısından bunlar güç kaynağı diyagramında görüntülenecektir.

Bu amplifikatörün ideolojisi klasik olandan önemli ölçüde farklıdır ve akım ayırma ilkesine dayanır - son aşamanın her elemanı çok rahat bir modda düşük bir akımla çalışır, ancak bu elemanlardan yeterli sayıda bağlanır paralel olarak, bu 20 Watt'lık amplifikatöre sürekli olarak 10 A'den fazla ve bir darbede 16 A'ya kadar maksimum yük akımı sağlayabilir. Böylece çıkış aşamaları dinleme sırasında ortalama% 5-7'den fazla yüklenmez. Amplifikatörde büyük akımların akabileceği tek yer, her kanalın tüm BUF634T çıkışlarının birbirine yakınlaştığı hoparlör terminallerine giden PA kartı üzerindeki iki bakır baradır.

Aynı ideoloji çerçevesinde, PA güç kaynağı da geliştirildi (Şekil 4) - içinde, tüm güç unsurları da nispeten küçük akımlarla çalışıyor, ancak birçoğu da var ve sonuç olarak toplam güç kaynağının gücü, amplifikatör tarafından tüketilen maksimum gücün 4 katıdır. Güç kaynağı, amplifikatördeki en önemli parçalardan biridir ve benim açımdan daha ayrıntılı olarak ele alınmaya değer. Amplifikatör "çift mono" teknolojisi kullanılarak üretilmiştir ve bu nedenle, sinyal devreleri için her biri 150 W güce sahip, tamamen stabilize edilmiş iki bağımsız güç kaynağı, voltaj amplifikatörü için ayrı stabilizatörler ve ayrıca servis sağlamak için bir güç kaynağı içerir. işlevler, ayrı bir ağ transformatörü 20 W tarafından çalıştırılır. Tüm güç kaynağı ağı transformatörleri birbirleriyle aşamalıdır - transformatörlerin üretimi sırasında, birincil sargıların başlangıcı ve bitişinin iletkenleri işaretlenmiştir.

Pirinç. 4

Her kanalın güç kısmı 4 bipolar hatta bölünmüştür, bu da her dengeleyicinin yük akımını yalnızca 200 mA değerine düşürmeyi ve aralarındaki voltaj düşüşünü 10 V'a çıkarmayı mümkün kılmıştır. Bu modda bile basit LM7815 ve LM7915 gibi entegre stabilizatörler, ses zincirlerine güç sağlamada mükemmel olduklarını kanıtladılar. Daha "gelişmiş" LT317 ve LT337 mikro devrelerini kullanmak mümkündü, ancak Texas Instruments'tan seçimi belirleyen 1,5 A çıkışlı birçok orijinal LM7815C ve LM7915C mevcuttu. Toplamda, amplifikatörün sinyal devrelerine güç, bu tür yirmi entegre stabilizatör kullanılarak sağlanır - 4'ü UN için ve 16'sı VK için (Şekil 4). Her bir güç bölümü stabilizatörü çifti 10 adet besler. BUF634T. UN için bir çift stabilizatör, bir kanalın AD843+AD811 kombinasyonuyla yüklenir. BM stabilizatörlerinin önündeki RC devresi (örneğin R51, C137) ikili bir amaca sahiptir: PA gücü açıldığında doğrultucuyu ani akımdan korur ve kesme frekansının kenarının altında bir filtre oluşturur. düzeltilmiş voltaj dalgalanmalarının genliğini ve giriş aşamaları için önemli olan diğer parazitlerin seviyesini gözle görülür şekilde azaltan ses aralığı (yaklaşık 18 Hz).

Güç kaynağının bir başka özelliği de, tüm filtre kapasitörlerinin büyük kısmının (220.000 µF'den 160.000 µF) stabilizatörlerin arkasında yer almasıdır, bu da gerektiğinde yüke yüksek akım sağlanmasını mümkün kılar. Ancak bu, amplifikatör açıldığında stabilizatörleri ve akü kapasitesinin ilk şarjını korumak için yumuşak başlatma sistemi "Yumuşak Başlatma"nın kullanılmasını gerektiriyordu. Şekil 2'de görülebileceği gibi. Şekil 4'te, Yumuşak Başlangıç, düşük akım rölesi K10'u bir gecikmeyle (yaklaşık 9 s) bağlayan ve sırasıyla dört gruplu 4 yüksek akım rölesi K11-K14 içeren bir transistörde (VT1) oldukça basit bir şekilde uygulanır. her birinde kontak sayısı, nominal değeri 10 Ohm olan 16 akım sınırlama direncini kapatır (örneğin R20, R21). Yani, amplifikatör açıldığında, her dengeleyicinin maksimum tepe akımı, normal çalışma modu olan 1,5 A ile kesinlikle sınırlıdır. 220 V birincil devrede "Yumuşak Başlatma" kullanmıyorum - akım sınırlama direncinde bir kesinti veya uçlarının lehim noktalarında temas kaybı durumunda, tüm PA için ciddi sonuçlar doğurabilir.

Servis fonksiyonları için, güç kaynağı ünitesi, şebeke voltajını ana transformatörlere (K8 rölesi) bağlamaktan, Yumuşak Başlatma sistemi bileşenlerine güç vermekten ve bu arada besleme voltajı da stabilize olan giriş seçici rölesinden sorumludur. . PA'nın arka panelindeki konektöre bağlı bir +5 V çıkışı da uygulandı - bu, amplifikatörlerimde herhangi bir harici üniteyi aynı anda açmak için zaten bir tür standarttır. Bu amplifikatör, örneğin +5 V'luk bir kontrol voltajı uygulandığında açılacak olan daha güçlü monobloklar için bir amplifikasyon anahtarlama cihazı (ön amplifikatör) olarak çalışabilir.

Geliştirme sürecinin daha da ilerlemesi tam teşekküllü bir güç kaynağının varlığını gerektirdiğinden, ilk önce amplifikatör güç kaynağı inşa edildi, böylece ilk başlatma, deneyler ve konfigürasyon gerçek çalışma koşullarına yakın bir modda gerçekleştirilebildi. Tüm güç devrelerinin başarılı bir şekilde başlatılmasından sonra, PA kartına bir giriş seçici, bir açma gecikmesi ve hoparlör koruma ünitesinin yanı sıra çıkışta bir BUF634T (BUF41) içeren bir kompozit amplifikatör monte edildi. Yukarıda belirtildiği gibi, bu 41'inci tamponun düşük bir hareketsiz akımı vardır ve bir radyatöre kurulum gerektirmez, ancak kulaklıklar artık amplifikatör çıkışına kolayca bağlanarak ölçümlerle birlikte işitsel kontrolü mümkün kılmıştır. Her kanalda bir çıkış tamponu bulunan devrede hata ayıklamayı bitirdikten sonra geriye kalan tek şey kalan 80 parçayı lehimlemekti. ve bunun sonucunda ne olacağını görün. Olumlu bir sonuç garantim yoktu ve olamazdı - diğer geliştiriciler tarafından başarıyla uygulanan benzer projeler hakkında hiçbir bilgi yoktu. Bildiğim kadarıyla şu anda ne Rusya'da ne de yurt dışında benzer performansa sahip paralel op-amp'lere dayalı tasarımlar yok.

Sonuç yine olumluydu. Amplifikatör, tüm anahtarlama konektörlerinin sabitlendiği alüminyum çubuklardan yapılmış sert bir şasi üzerine monte edildiğinden (fotoğraf 1), onu muhafaza olmadan ses sistemine bağlamak mümkün oldu. İlk seçmeler başladı, ancak biraz sonra bununla ilgili daha fazla bilgi vereceğim - önce bazı parametreler vereceğim:

Fotoğraf 1

Çıkış Gücü: 20W/4ohm, 10W/8ohm (Sınıf A)

Bant genişliği: 0 Hz – 5 MHz (CD girişi)

1,25Hz - 5 MHz (AUX, Bant, LP girişleri)

Çıkış voltajı değişim hızı: 250 V/μs'den fazla

Kazanç: 26dB

Çıkış empedansı: 0,004 ohm

Giriş empedansı: 47 kOhm

Giriş hassasiyeti: 500 mV

Sinyal-gürültü oranı: 113,4 dB

Güç tüketimi: 75 W

Güç kaynağı gücü: 320 W

Genel boyutlar, mm: 450x132x390 (bacakların yüksekliği hariç)

Ağırlık: 18 kg

Parametrelere dayanarak, devreye bakmadan bile amplifikatörün giriş ve çıkış filtrelerinin yanı sıra harici frekans düzeltme devrelerine sahip olmadığı açıktır. Ancak stabil olduğunu ve ekransız ara bağlantı kablolarıyla bile harika çalıştığını belirtmekte fayda var. Neredeyse maksimum çıkış voltajı seviyesinde 8 Ohm yükte 2 kHz 5V/bölmeli kare dalganın osilogramı bu bakımdan oldukça bilgilendiricidir (Foto 2).

Fotoğraf 2

Benim bakış açıma göre bu, "topraklama" iletkenlerinin doğru kablolanmasından ve ayrıca geniş kesit alanlarından kaynaklanmaktadır: 4 m2'den. 10 m2'ye kadar. (baskılı devre kartlarındaki parçalar dahil).

10 kHz, 20 kHz ve 100 kHz frekanslarında alınan osilogramlar vardır, ancak yüksek frekanslarda testler düşük sinyal seviyesiyle gerçekleştirildi, bu nedenle girişte yüksek empedanslı bir ses seviyesi kontrolünün yanı sıra R-C Zobel de mevcut. O sırada hala mevcut olan PA çıkışındaki devre zaten etkiliyordu ( kare dalga 100 kHz 50 mV/div - fotoğraf 3).

Fotoğraf 3

Ev ses sistemini ilk dinlediğinizde, cihazın ses çıkardığı ve onunla turneye çıkabilmeniz için bir kasa sipariş etme zamanının geldiği anlaşıldı :) Çalışmaların tamamlanmasının üzerinden 5 yıldan fazla zaman geçti proje ve ilk dinleme. Bu süre zarfında, tanınmış üreticilerin özel tüp ve transistör PA'larının yanı sıra üst düzey tescilli tasarımlarla amplifikatörün karşılaştırmalı dinleme testleri düzinelerce (kaba tahminlere göre 70'den fazla) gerçekleştirildi. Alınan uzman değerlendirmelerine dayanarak, amplifikatörün, negatif geri besleme kullanılmadan inşa edilen, dinlenen itme-çekme ve tek uçlu tüp ve transistörlü amplifikatörlerin çoğuna göre ses doğallığı açısından daha düşük olmadığını, ancak çoğu zaman müzikal olarak bunları önemli ölçüde aştığını söyleyebiliriz. çözünürlük. Pek çok tüp sesi sever ve OOS'suz tek çevrimli PA'ların taraftarları, bu tasarımda negatif geri besleme çalışmasının pratikte "duyulabilir" olmadığını ve devrede itme-çekme çıkış aşamalarının varlığının "herhangi bir gösterge vermediğini" fark ettiler. .

Amplifikatör çeşitli akustiğe bağlandı - bunlar arasında tanınmış Rus üreticilerin hoparlörleri vardı: Alexander Klyachin (modeller: MBV (MBS), PM-2, N-1, Y-1), Alexander Knyazev'in korna hoparlörleri, kitaplık hoparlörleri Tulip Acoustics'ten profesyonel hoparlörler, Orta ve yüksek fiyat kategorilerindeki yabancı markaların hoparlörleri: Klipsh, Jamo, Cerwin Vega, PBN Audio, Monitor Audio, Cabasse ve diğerleri, farklı hassasiyet ve giriş empedansına sahip, karmaşık ve basit geçiş filtrelerine sahip çok bantlı, geçiş filtreleri olmayan geniş bant, farklı akustik tasarıma sahip hoparlörler. Belirli bir tercih belirlenmemiştir, ancak PA en iyi şekilde, tam düşük frekans aralığına sahip ve çıkış gücü düşük olduğundan tercihen daha yüksek hassasiyete sahip, zeminde duran akustikte ortaya çıkar.

İlk aşamada seçmeler "sportif" ilgi amacıyla düzenlenmiyordu - asıl görevi seste düzeltilmeye çalışılabilecek her türlü eseri belirlemekti. Bu açıdan çok bilgilendirici ve faydalı dinleme oturumları, amplifikatörün sesini 4 farklı hoparlör modelinde aynı anda değerlendirme fırsatının bulunduğu Alexander Klyachin'in ses sistemindeydi ve bu hoparlörlerden birini beğendim (Y -1) o kadar ki kısa sürede ev ses sistemimin bileşenleri haline geldiler (Fotoğraf 4). Doğal olarak, ürünüm hakkında yüksek bir değerlendirme ve geniş deneyime sahip bir ses uzmanından bazı yorumlar almak çok hoştu.

Fotoğraf 4

Ünlü Rus Hi-End ustası Yuri Anatolyevich Makarov'un (fotoğraf 5, dinleme sırasında PA), özel donanımlı bir dinleme odasında inşa edilen ve her bakımdan referans olan ses sistemi, bu amplifikatörün tasarımında büyük ayarlamalar yaptı: Zobel devresi PA çıkışından çıkarıldı ve izolasyon kapasitörünü bypass ederek ana giriş yapıldı. Bu ses sisteminde her şeyi ve hatta daha fazlasını duyabilirsiniz, bu nedenle amplifikatörün sesine ince ayar yapma sürecinde katkısını ve Yuri Anatolyevich'in tavsiyelerini abartmak zordur. Ses sisteminin bileşimi: ayrı bir Mark Levinson 30.6 güç kaynağına sahip kaynak - taşıma ve DAC, PBN Audio'dan Montana WAS hoparlörler, tavizsiz tek uçlu tüp amplifikatör "Emperor" ve Yu.A. tarafından tasarlanan tüm anti-faz kablolar. Makarova. Montana WAS hoparlörünün 16 Hz'lik (-3 dB) alt sınırlayıcı frekansı, bir bağlantı kapasitörünün ve oldukça yüksek kaliteli olanın (MKP Intertechnik Audyn CAP KP-SN) "katkısını" değerlendirmeyi mümkün kıldı, müzik sinyalinin düşük frekans aralığının bozulmasına ve ses sisteminin en yüksek müzik çözünürlüğüne - R-C Zobel devresi biçiminde negatif darbe çıkış filtresini duymak için; amplifikatör ve kısa süre sonra tahtadan çıkarıldı. 100 Ohm'dan 600 Ohm'a kadar harici düşük Ohm ses seviyesi kontrollerini bağlamak (standart RG maksimum konuma ayarlandı), amplifikatörümde kullanılan yüksek kaliteli ayrık DACT 50 kOhm regülatörün bile bu regülatörle değiştirilmesinin güzel olacağını anlamamı sağladı. daha düşük bir değer (bana bağlı harici olanlardan) 600 Ohm RG en iyisi gibi görünüyordu, ancak bunun için pek çok şeyin yeniden yapılması gerekecekti ve bunun ve diğer birikmiş iyileştirmelerin yeni bir sistemde uygulanmasına karar verildi. yeni proje.

Fotoğraf 5

Amplifikatörün 2011'deki Sergiye katılımından (fotoğraf 6), ticari olmayan tek proje olarak bahsetmeye değer, bununla ilgili materyal Ocak 2012'de Stereo&Video dergisinde yayınlandı ve amplifikatöre "yılın keşfi" adı verildi. Gösteri, 93 dB hassasiyete ve 8 ohm dirence sahip olan Tulip Acoustics hoparlörlerle gerçekleştirildi ve işin tuhafı, mevcut 10 W/8 ohm, yüksek seviyede arka plan gürültüsü olan geniş bir salon için yeterliydi. Her Watt çıkış gücünün güç kaynağının enerji kapasitesi tarafından yeterince sağlandığı A sınıfı bir amplifikatörden 10 W, gözlemlerime göre, daha yüksek çıkış gücüne sahip bir amplifikatörün sesinden öznel olarak daha yüksek algılanıyor, ancak son aşamalar “çıplak lehim” üzerinde bulunur.

Fotoğraf 6

Sergiden sonra projeyi tekrarlamak isteyenlerden e-posta ve forumlardan kişisel mesaj yoluyla daha sık talep aldım, ancak bazı zorluklar ortaya çıktı - herkese bilgi desteği sağlandı, ancak panolarım her ikisinde de grafik kağıdına çizildi kağıt yarı saydam olduğundan dosyaya taramaya uygun değildi ve sonuç neredeyse okunmaz bir çizimdi. Bitmiş bir baskılı devre kartı olmadan tasarımın tekrarlanması çok zorlaştı ve coşku azaldı. Şimdi portal forumunda Vegalab. ru, Yazarı, Rusça forumlarda tanınmış bir PCB düzeni uzmanı olan Ryazan'dan Vladimir Lepekhin olan kartın elektronik bir versiyonu mevcuttur. Kart ücretsiz olarak mevcuttur, bu amplifikatörle ilgili konunun ilk mesajında ​​ona bir bağlantı bulunmaktadır. Konuyu bulmak çok kolay: Yandex'in arama çubuğuna veya başka bir arama programına “Prophetmaster amplifikatör” ifadesini yazmanız yeterli. Forum katılımcılarından biri bu panodaydı. Vegalab- Gomel'den Sergey (Serg138) bu projeyi tekrarlamayı ve çok iyi bir sonuç almayı başardı. PA'nın bu uygulamasına ilişkin bilgiler ve tasarımının fotoğrafları, ilk yazıdaki bağlantıları takip ederek ilgili başlıkta da bulunabilir.

Bazı ipuçları:

Elektrolitik kapasitörleri seçerken kendi ESR ve kaçak akım ölçümlerime rehberlik ettim, bu yüzden orijinal Jamicon'u kullandım. "Orijinal" kelimesini özellikle ekledim çünkü bunlar sıklıkla taklit ediliyor ve birçoğu muhtemelen bu üreticinin markası altında düşük kaliteli ürünlerle karşılaşmış durumda. Ancak gerçekte bunlar ses devrelerine güç sağlamak için kullanılabilecek en iyi kapasitörlerden bazılarıdır.

Ses seviyesi kontrolü DACT 50 kOhm'a ayarlanmıştır. Şimdi, en düşük değerleri olan 10 kOhm'u seçerdim veya 600 Ohm'luk sabit giriş ve çıkış direncine sahip bir Nikitin röle regülatörü kullanırdım. RG tipi ALPS RK-27 çok daha kötü olacaktır ve kullanılması önerilmez.

Toplamda, elektrolit şöntlere 90 μF'den fazla film kapasitör yerleştirilmiştir. Panolarımda tesadüfen aldığım 70'lerden kalma "vintage" Evox var, ancak polipropilen Rifa PEH426, Wima MKP4, WimaMKP10 daha kötü olmayacak.

Güç bölümündeki röleler, AC koruma ve yumuşak başlatma için Finder'ı öneririm ve giriş seçici için yalnızca parametrelerinde minimum anahtarlama akımına sahip röleleri kullanmanız gerekir. Bu tür rölelerin çok az modeli var, ancak varlar.

Son aşamaya güç sağlamada yerli yüksek hızlı doğrultucu diyotlar KD213 (10 A) veya KD2989 (20 A), ithal edilenlerin çoğundan daha iyi olacaktır.

Amplifikatörün devre tasarımının oldukça basit olduğunu belirtmek isterim, ancak bu kadar yüksek hızlı ve geniş bantlı mikro devrelerle çalışmak için uygun becerilere ve ölçüm araçlarına ihtiyacınız var - bir fonksiyon üreteci, en az 30 MHz bant genişliğine sahip bir osiloskop (tercihen 50 MHz).

Sonuç olarak, deneylerin sonuçlarına dayanarak ve bu proje üzerinde çalışırken ve onu takip eden iyileştirmeler sırasında çıkardığım sonuçların mutlak gerçek olduğunu iddia etmediğini söylemek isterim. Bu durumda yüksek kaliteli ses olan hedefe ulaşmanın pek çok yolu vardır ve bunların her biri, bireysel olarak olumlu sonuç vermeyebilecek bir dizi önlemi içerir. Bu nedenle bu alanda basit tarifler yoktur.

Amplifikatörün Danimarkalı DACT şirketinin web sitesindeki fotoğrafları:

Saygılarımla, Oleg Shamankov ( Peygamber Efendisi)

OPAMP TABANLI AMPLİFİKATÖR KADEMELİ

1. Negatif gerilim geri beslemesi kapsamındaki işlemsel yükselteçlerin özellikleri

Şekil 8.1 geri beslemeli bir op-amp devresini göstermektedir.

Şekil 8.1. Olumsuz geri bildirim oluşturma şeması

Geri bildirim bir devre tarafından oluşturulur Z OC sinyal enerjisinin bir kısmının çıkıştan geri dönmesini sağlayan kuruluş birimi ters çevirme girişine. Bu yüzden işletim sistemi olumsuzdur. Devrenin giriş sinyalinden beri işletim sistemi voltaj geri beslemesidir. Bu bağlamda, ortaya çıkan amplifikatörün çıkış empedansı, kullanılan işlemsel amplifikatörün çıkış empedansından önemli ölçüde daha az olacaktır:

Z çevre korumadan çık = Z çıktıOU / (1 +  k ), (8.1)

Nerede  – zincir iletim katsayısı işletim sistemi;

İLE - kazanmak OP.

Böylece çıkış direncinin nispeten küçük değeri kuruluş birimi daha da azalır.

Sinyale göre ( sen giriş1 ), evirici girişe sağlanan devrenin çıkışı OOC paralel olarak ve sinyale göre bağlı olduğu ortaya çıkıyor ( sen vx2 ), evirmeyen girişe seri olarak beslenir. Bu nedenle bu iki sinyal kaynağının giriş empedansları farklı olabilir.

Daha sonra kullanılacak birkaç ifadeye daha bakalım.

Çünkü OP bir diferansiyel amplifikatör ise çıkış voltajı

Nerede .

Hesaba katıldığında İLE harika (ideal olarak kuruluş birimi İLE ) ve çıkış voltajı sınırlıdır (en azından güç kaynağının voltaj değerleri ile şunu elde ederiz:

Bir noktadaki düğüm için A yazılabilir:

Eğer R giriş  R işletim sistemi (ideal olarak kuruluş birimi R giriş  ), ardından

İdeallik göstergelerine dayalı olarak elde edilen bu ifadelere ek olarak aşağıda kuruluş birimi, Bireysel devreleri analiz ederken sıfır ofset voltajını ihmal edeceğiz ( sen santimetre ), giriş akımları ( BEN giriş ,  BEN giriş ) ve bunların sürüklenmeleri.

2. Doğrusal devreler

2.1. Ters amplifikatör

Şekil 8.2 en basitinin diyagramını göstermektedir. ters çevirici amplifikatör. Ters çevirmeyen giriş topraklanmıştır, yani. sıfır voltajda ( sen vx2 Şekil 8.1 sıfıra eşittir). Direnç aracılığıyla giriş sinyali R 1 ters çevirme girişine verilir . İşlemsel yükselteç, bir direnç aracılığıyla paralel negatif voltaj geri beslemesi ile kaplanır R işletim sistemi . Devrenin kazancı için bir ifade bulalım.

Şekil 8.2. Ters amplifikatör

(8.3) ifadesine uygun olarak

sen A = sen B = 0 (8.5)

Bu nedenle noktanın potansiyeli A İlk yaklaşımda, ortak veriyolunun (toprak) potansiyeline eşittir. Bu nedenle bu noktaya “sanal arazi” adı verildi.

Elde edilen değeri kullanarak (8.4)'te yer alan akımları buluyoruz.

. (8.7)

Bunları eşitlemek ve dikkate almak İLE = sen dışarı / sen içinde, ters çevirici amplifikatörün kazancını elde ederiz

, (8.8)

eksi işareti, giriş sinyalinin fazına kıyasla çıkış sinyalinin fazında 180 0 kadar bir değişiklik olduğunu gösterir (çıkış voltajı, giriş voltajıyla ters fazdadır). Bu bağlamda, eğer giriş sinyali artarsa, güçlendirilmiş çıkış sinyali azalır ve bunun tersi durumda, azalan bir giriş sinyali, artan bir çıkış sinyaline karşılık gelir. Amplifikatörleri değerlendirirken benzer bir olayla zaten karşılaştık. OE, HAKKINDA Ve HA.

(8.8)'den evirici yükseltecin hem birlikten büyük hem de küçük herhangi bir kazanca sahip olabileceği açıktır.

Paralel negatif voltaj geri beslemesi amplifikatörün çıkışını (bkz. (8.1)) ve çıkış empedansını azaltır. İkincisinin değeri, ilk yaklaşımla, “sanal dünya” kavramı kullanılarak belirlenebilir. Noktadaki voltaj nedeniyle A sıfıra eşitse, giriş sinyali kaynağı için girişleri arasına bir direnç bağlanmış gibi "görünür" R1 yani

R içinde ve biz = R 1 . (8.9)

Önceki bölümde de görüldüğü gibi giriş OOC güçlendirilmiş frekans aralığını genişletir. Şekil logaritmik genlik-frekans tepkisini göstermektedir kuruluş birimi ve buna göre tasarlanmış bir ters çevirici amplifikatör kuruluş birimi.

Şekil 8.3. Logaritmik genlik-frekans yanıtı kuruluş birimi ve ters çevirici amplifikatör

Orijinalin büyük kazanç faktörleri kuruluş birimi sıfırdan yaklaşık birkaç on/yüz hertz'e kadar çok dar bir frekans aralığına karşılık gelir.

Çevirici amplifikatörün düz kazancı, aşağıdakilere eşit olan üst frekansa kadar uzanır:

2.2. Ters çevirmeyen amplifikatör

Evirmeyen bir amplifikatörün devresi Şekil 8.4'te gösterilmektedir.

Şekil 8.4. Ters çevirmeyen amplifikatör

Giriş sinyali evirmeyen girişe gider kuruluş birimi bir bölücü aracılığıyla R2 , R3 . Doğrudan giriş voltajı

Nerede İLE işler – bölücünün bölme faktörü R2 , R3 .

Girişi ters çevirme kuruluş birimi bir direnç aracılığıyla topraklanmış R1 . Giriş voltajının ters çevrilmesi

.

Bu gerilimleri eşitleyerek ((8.3)'e dayanarak), şunu elde ederiz:

, (8.11)

Evirici olmayan bir amplifikatörde, çıkış voltajı giriş ile aynı fazdadır. (8.11)'den, evirmeyen bir amplifikatörün kazancının yalnızca bir bölücü kullanıldığında 1'den az olabileceği sonucu çıkar. İLE işler  1. Giriş bölücünün yokluğunda ( R 2 = 0; R 3   ) kazanç her zaman birlikten daha büyüktür.

Seri negatif voltaj geri beslemesi, çıkış empedansını azaltır ve tüm amplifikatörün giriş empedansını artırır. Negatif voltaj geri beslemesi nedeniyle evirici amplifikatörün çıkış empedansı, evirici amplifikatöre benzer şekilde sıfıra yakın kabul edilebilir (bkz. 8.1).

Giriş empedansı kuruluş birimi seri negatif geri besleme nedeniyle giriş empedansından daha fazla artar kuruluş birimi diferansiyel sinyal. Değeri ortak mod sinyaline direnç ile belirlenir.

Bir giriş bölücü varsa

R giriş = R 2 + R 3 . (8.12)

Evirmeyen bir amplifikatörün genlik-frekans tepkisi benzerdir frekans tepkisi ters çevirici amplifikatör (bkz. Şekil 8.3).

2.3. Op-amp tabanlı tekrarlayıcılar

Bazen, çeşitli elektronik devreler inşa ederken, (mutlak değerde) birlik kazanç faktörlerine sahip amplifikatör aşamaları gerekir ( tekrarlayıcılar).

Çoğu zaman tasarımları, çok yüksek bir giriş empedansı sağlayan, giriş dirençli bölücü içermeyen, evirmeyen bir amplifikatör devresine dayanır. Tekrarlayıcı, (8.11)'e göre ( İLE işler= 1) 3 şekilde uygulanabilir (Şekil 8.5):

R işletim sistemi = 0 (çıkışın evirici girişe doğrudan bağlantısı);

R 1 =  (dahil olduğu devrede kesinti R1 ) ve sonunda

R işletim sistemi = 0 ve aynı zamanda R 1 = .

Tekrarlayıcı devresi en basit şekilde üçüncü durumda uygulanır (Şekil 8.5c), ancak pratikte evirici olmayan tekrarlayıcıların diğer versiyonları da kullanılır. Şekil 8.5, a, b'deki devrelerde kalan direncin değerinin tekrarlayıcının birlik kazancını hiç etkilemediğini lütfen unutmayın.

Şekil 8.5. Ters çevirmeyen tekrarlayıcılar voltaj bazlı kuruluş birimi

Tekrarlayıcı Aynı dirence sahip dirençler seçilirse, voltajlar ters çevirici amplifikatöre dayalı olarak da tasarlanabilir (Şekil 8.2) R 1 = R işletim sistemi .

2.4. Op-amp tabanlı toplayıcılar

Toplayıcı voltajı tüm girişlerin voltajlarının toplamı ile orantılı olan, birkaç girişi ve bir çıkışı olan elektronik bir cihazdır. Bu tür cihazlar, farklı kaynaklardan gelen sinyallerin tek bir kanalda birleştirilmesi gerektiğinde (örneğin, mikserlerde, ses kayıt teknolojisinde overdubbing vb.)

Toplayıcı devresi dayalı kuruluş birimiŞekil 8.6'da gösterilmektedir. İki girişi vardır, ancak dirençler aracılığıyla sanal toprak noktasına bağlanarak daha fazlası kullanılabilir A .

Şekil 8.6. Toplayıcı açıkkuruluş birimi

Çıkış voltajının giriş voltajına bağımlılığını belirlemek için süperpozisyon ilkesini ve (8.3) ve (8.4) ifadelerini kullanırız:

,

Nerede . (8.13)

Giriş sinyallerinin kendi ağırlık katsayılarıyla eklendiği görülebilir - giriş sinyallerinin her biri ayrıca toplam çıkış sinyaline katkısını belirleyen belirli bir katsayı ile çarpılır. Ağırlık katsayısı devredeki direncin direncinin oranıyla verilir. işletim sistemi karşılık gelen giriş devresindeki direncin direncine. Toplama, işaretteki bir değişiklikle gerçekleştirilir (giriş sinyallerinin ters çevrilmesi). Eğer ilişkiyi yerine getirirsek R işletim sistemi = R 1 = R 2 , bu durumda iki giriş sinyalinin saf bir toplamını gerçekleştirmek mümkündür. Keşke ilişki devam etse R 1 = R 2 , ardından kullanarak R işletim sistemi Ortaya çıkan miktarı daha da ölçeklendirebilirsiniz.

2.4. Op-amp tabanlı diferansiyel amplifikatör (çıkarıcı amplifikatör)

En basit diyagram diferansiyel amplifikatör ( çıkarıcı) Şekil 8.7'de gösterilmektedir.

Şekil 8.7. Diferansiyel amplifikatörkuruluş birimi

Süperpozisyon ilkesine dayanarak şunu yazabiliriz:

(8.14)

Eğer ilişki devam ediyorsa R 3  R 1 = R işletim sistemi  R 2 , eşdeğer olan

sonra (8.14) şuna dönüşür:

bu bir diferansiyel yükselteç kavramına karşılık gelirken, ifade (8.14) her sinyal için kendi ağırlıklı katsayılarına sahip bir diferansiyel (çıkarıcı) yükselticiyi tanımlar.

Son bağıntı (8.15) ne kadar doğru karşılanırsa, iki giriş voltajı arasındaki farkın da o kadar doğru sağlanacağı unutulmamalıdır. Bu nedenle diferansiyel yükselteçler tasarlanırken yüksek frekanslı ve yüksek stabiliteye sahip dirençler kullanılmalıdır. Dört özdeş direnci kullanmanın daha kolay olduğu açıktır ( R 1 = R 2 = R 3 = R işletim sistemi = R ) ve elde edilen sinyalin gerekli ilave amplifikasyonu sonraki aşamalarda gerçekleştirilebilir. Özellikle doğru fark devreleri elde etmek için dirençlerden birinin ilave ayarlanması gerekebilir. Ortak mod bileşeninin sınırlayıcı kazancının şu şekilde belirlendiğini varsayabiliriz: KOSS OU, oldukça küçük olabilir (bkz. Bölüm 7).

Diferansiyel amplifikatörün belirli bir dezavantajı, iki girişteki diferansiyel katın giriş empedanslarının birbirinden farklı olmasıdır.

Ek olarak, doğru dönüşümü sağlamak için sinyal kaynağının iç direncini sınırlamak veya aynı şekilde diferansiyel devredeki tüm dirençlerin direncini arttırmak gerekir.

Bu nedenle bazı durumlarda daha karmaşık şemaların kullanılması gerekebilir. DU. Bu sorunlara radikal bir çözüm, tekrarlayıcıları dahil etmektir. kuruluş birimi Her girişte, ancak iyi bir enstrümantasyon amplifikatör devresi kullanmak en iyisidir.

2.5. Op-amp'e dayalı farklılaştırıcı ve entegratör

Evirici amplifikatörün giriş devresinde bir kapasitör kullanıyoruz (Şekil 8.8a).

Şekil 8.8. Farklılaştırıcı ve entegratör temeline dayalı kuruluş birimi

Bir kapasitanstan geçen akımın, kapasitans çarpımına ve kapasitör plakaları arasındaki potansiyel farkın türevine eşit olduğu bilinmektedir. (8.3)'ü hesaba katarak şunu yazıyoruz:

(8.17)

Nerede BEN İle – kapasitörden geçen giriş devresindeki akım İLE .

(8.4) ve (8.7)’ye dayanarak,

Veya , (8.18)

onlar. çıkış voltajı, girişin "tersine çevrilmiş" diferansiyelidir ve orantı katsayısı ( R İLE ).

Kondansatör ve direncin yerini değiştirelim (Şekil 8.8b). Ardından, öncekilere benzer eylemler gerçekleştirerek şunu elde ederiz:

,

Bu ifadenin sol ve sağ taraflarını zaman içinde aşağıdaki aralıkta entegre ediyoruz: 0 önce T , bulacağız

, (8.19)

Nerede sen dışarı 0 – devrenin çıkışındaki voltaj T = 0.

Böylece çıkış voltajı, giriş voltajının integrali ile orantılıdır.

Çünkü sen dışarı 0 aynı zamanda kapasitörün ilk anda şarj edildiği voltajdır, bu, entegratör devrelerinin pratik uygulamasında bazı zorluklar yaratır - kapasitör sabit bir giriş akımı ile yeniden şarj edilir kuruluş birimi sonuçta doygunluğa yol açar. Bu olguyu önlemek için iki kontrol yöntemi kullanılır:

anahtarın kapanması sonucu kapasitenin periyodik olarak boşalması İLE kapasitöre paralel duran;

Giriş akımının hangi koşullar altında kuruluş birimi sinyalin neden olduğu akımlardan önemli ölçüde daha az olacaktır.

2.5. Op-amp'lere dayalı en basit filtreler

Evirici amplifikatörün giriş devresini seri bağlı bir kapasitör ve dirençten oluşturalım (Şekil 8.9a).

Şekil 8.9. En basit filtreler tabanlı kuruluş birimi

Evirici amplifikatör için yapılan tüm matematiksel dönüşümleri tekrarlarsak, şunu elde ederiz:

Kapasitans reaktansı sinyal frekansına bağlı olduğundan F

, (8.21)

daha sonra frekans azaldıkça kazancın büyüklüğü azalacaktır. Şu tarihte: F = 0 İLE bıyık = 0. Frekans arttıkça (8.8) ifadesine karşılık gelen değere asimptotik olarak yaklaşacaktır. Böylece bir cihaz elde edilir frekans tepkisi bu, yüksek geçişli bir filtreye karşılık gelir ( HPF, Şekil 8.10,a) birinci dereceden.

Şekil 8.10. Aktif filtrelerin logaritmik genlik-frekans özellikleri kuruluş birimi: A - HPF, B - LPF, V- PF.

Gerçek bir filtrenin bir geçişe sahip olacağını unutmamalıyız. frekans tepkisi kullanılan malzemenin yüksek frekans özelliklerinden dolayı yüksek frekanslarda OP(bkz. ifade (8.10)). Dolayısıyla söz konusu yapının işlevlerini etkin bir şekilde yerine getirebilmesi için HPF işlenen sinyalin üst frekansının olması gerekir F ile önemli ölçüde daha azdı F kuruluş biriminde .

Dikkate alınanın daha düşük kesme frekansı HPF 3 dB azalma seviyesi kadar

Kondansatörü dirençle paralel olarak evirici amplifikatörün geri besleme devresine çalıştırıyoruz (Şekil 8.9b). Öncekilere benzer yaklaşımlar kullanarak şunu elde ederiz:

Nerede . – bir kapasitör ile bir direncin paralel bağlanmasına eşdeğer direnç.

Frekans arttıkça direncin direnci, kapasitansın reaktansının azalmasıyla giderek daha fazla şöntlenecektir. Bu, devre direnç modülünde bir azalmaya yol açacaktır işletim sistemi ve bunun sonucunda kazanç modülünde bir azalma olur. Frekans azaldıkça kazanç asimptotik olarak değere yaklaşacaktır. İLE = R işletim sistemi / R 1 . Bu nedenle, Şekil 8.9b'deki devre bir alçak geçiren filtreye karşılık gelir ( LPF) birinci derece.

Analiz edilenin üst kesme frekansı LPF 3 dB azalma seviyesi kadar

Gerçek üst kesme frekansı üst kesme frekansından büyük olamaz F kuruluş biriminde kullanılan malzemenin yüksek frekans özelliklerinden kaynaklanmaktadır. OP. Bu yüzden

Bu iki devreyi birleştirirseniz bant geçiren bir filtre elde edersiniz ( PF), alt ve üst kesme frekansları, ilgili devrelerdeki elemanların kapasitans ve direncinin çarpımları tarafından belirlenecektir ((8.22) ve (8.24)'e benzer ifadeler). Elbette hesaplamalar bariz ilişkiye saygı göstermelidir.

F kuruluş biriminde  F V  F N .

3. Doğrusal olmayan devreler

3.1. Giriş Notları

Temelli kuruluş birimi Farklı doğrusal olmayan genlik özelliklerine sahip yükselteçler kolaylıkla oluşturulabilir. Tipik olarak bu tür amplifikatörler, kontrol, izleme ve ölçüm sistemlerinde kullanılan çeşitli sensörlerin karakteristiklerinin doğrusal olmayanlığını düzeltmek için tasarlanmıştır. Örneğin, bir sensörün transfer karakteristiği bir eğri biçimindeyse 1 Şekil 8.11'de ideal bir amplifikatör durumunda, çıkış sinyali aynı yasaya göre değişecektir ve bu genellikle kabul edilemez. Bu nedenle, amplifikatöre, kullanılan sensörün karakteristiğinin (eğri) tersi bir genlik (transfer) karakteristiğine sahip bir bağlantının dahil edilmesi tavsiye edilir. 2 , çizim). Bu durumda çıkış sinyalinin, ölçülen giriş karakteristiğine (düz çizgi 3) doğrusal bir bağımlılığa sahip olacağı açıktır.

Şekil 8.11. Sensörün (a) ve düzeltme amplifikatörünün (b) transfer özellikleri

Bazı durumlarda, belirli bir yasaya göre değişen bir transfer karakteristiği elde etmek için ters problemi çözmek gerekir.

Bu problemler doğrusal olmayan şemalar kullanılarak çözülebilir. kuruluş birimi.

3.2. Logaritmik amplifikatör

Logaritmik amplifikatörçıkış voltajının girişe logaritmik bağımlılığına karşılık gelen doğrusal olmayan bir genlik karakteristiğine sahiptir (Şekil 8.12) sen dışarı = kayıt (sen giriş ) . Böyle bir amplifikatör bazen yükseltilmiş sinyallerin dinamik aralığını azaltmanın gerekli olduğu durumlarda kullanılır, çünkü küçük genlik sinyallerini büyük genlik sinyallerinden daha büyük bir kazançla yükseltir.

Şekil 8.11. Logaritmik amplifikatörün genlik tepkisi

Logaritmik amplifikatör genellikle ters çevirici bir amplifikatöre dayanır. kuruluş birimi, logaritmik akım-gerilim karakteristiğine sahip doğrusal olmayan bir elemanın - bir geri besleme elemanı olarak bir diyotun (Şekil 8.12a) kullanıldığı.

Şekil 8.12. Logaritmik (a) ve antilogaritmik (b) yükselteçler kuruluş birimi

Diyot akımının bağımlılığını size hatırlatırız. BEN D üzerindeki voltaj düşüşünden sen D ifadesiyle açıklanmaktadır

,

Nerede BEN 0 – diyotun termal akımı;  T – sıcaklık potansiyeli (yaklaşık olarak 0,025 V'a eşit).

(8.3) ve (8.4)'e dayanarak şunu elde ederiz:

BEN D = BEN giriş = sen giriş / R Ve sen dışarı = – sen D ,

Nerede . (8.26)

3.3. Log önleyici amplifikatör

Antilogaritmik (üstel) bir amplifikatör, ters logaritmik transfer karakteristiğine sahiptir. Bu tür devreleri elde etmek için verilen logaritmik yükselteç devresindeki diyot ve direncin yer değiştirmesi yeterlidir (Şekil 8.12b). Çıkış voltajının giriş voltajına bağımlılığı öncekine benzer. (8.3) ve (8.4)'ten şunu elde ederiz:

BEN giriş = BEN D = BEN işletim sistemi ; sen D = sen giriş ; sen dışarı = – BEN işletim sistemi * R = – BEN D * R ,

Nerede - sen D . (8.27)

3.4. Fonksiyonel amplifikatörler

Fonksiyonel bir amplifikatör, çıkış voltajının girişe herhangi bir bağımlılığını uygulayabileceğiniz evrensel bir devredir. Fonksiyonel bir amplifikatörün fikri, çıkış ve giriş voltajlarının istenen doğrusal olmayan bağımlılığını parçalı doğrusal bir yaklaşım biçiminde temsil etmek ve kazancı giriş veya çıkış voltajına bağlı olan bir amplifikatör devresi oluşturmaktır. Şekil 8.13 gerekli doğrusal olmayan karakteristiği ve bunun düz çizgi parçalarıyla yaklaşımını göstermektedir.

Şekil 8.13. Bir amplifikatörün doğrusal olmayan genlik tepkisinin parçalı doğrusal yaklaşımı

Şekil göstermektedir ki bölgede 0 önce sen giriş1 amplifikatörün bir kazancı olmalı İLE 1 bir sonraki bölümden itibaren sen giriş1 önce sen vx2 - kazanmak İLE 2 vesaire. Bu kazanımların boyutları İLE 1 , İLE 2 vesaire. gerekli yaklaşık karakteristik türünden kolayca belirlenir:

. (8.28)

Fonksiyonel bir amplifikatörün temeli genellikle bir ters çevirici amplifikatör devresidir. kuruluş birimi(Şekil 8.14).

Şekil 8.14. Fonksiyon amplifikatörü

Birinci bölümde, içinde 0 önce sen giriş1 böyle bir yükselticinin kazancı (işareti göz ardı ederek) direncin oranı ile belirlenir R 1 Ve R işletim sistemi :

Giriş voltajı bu değerin üzerine çıktığında sen giriş1 , kazanmak İLE 2 Artmalı (Şekil 8.13'te gösterildiği gibi), o zaman direncin direncini azaltmak gerekir R 1 kazanç eşit olsun diye İLE 2 (eğer kazanç İLE 2 azalırsa direncin direncini değiştirmek gerekir R işletim sistemi , bu durumda devrede sonradan yapılan değişiklikler ve parametrelerin hesaplanmasına yönelik ifadeler benzer şekilde kolayca türetilir). Evirici amplifikatörün giriş direncinin yeni direnç değeri aşağıdaki formülle belirlenir:

Direncin direncini azaltmak için R 1 paralel olarak ek bir direnç bağlamak gerekir ve yalnızca giriş voltajı değeri aştığında açılmalıdır. sen vx2 . Bunu yapmak için, ters çevirici amplifikatör devresine ek bir direnç zinciri dahil edilir R 2 , R 3 ve diyot VD . "Hayali toprak" prensibine göre, evirici girişe bağlı diyotun anodu kuruluş birimi, sıfıra eşit bir potansiyele sahiptir. Katottaki voltaj arttığında diyot açılacaktır. sen A anot potansiyelinin altına düşecektir, yani 0'ın altında. Bu nedenle öngerilim kaynağının voltajı, analiz edilen giriş voltajının işaretiyle karşılaştırıldığında ters işarette olmalıdır.

Diyot açılıncaya kadar noktadaki voltaj A ifadesinden belirlenebilir:

Kilit açıldıktan sonra paralel bağlanan dirençlerin eşdeğer direnci R 1 Ve R 2 (8.29) ile hesaplanan değere eşit olmalıdır, dolayısıyla

Direnci belirledikten sonra R 2 ve öngerilim voltajının değerini belirledikten sonra (bu durumda, güç kaynaklarından birinin voltajının bu öngerilim kaynağı olarak kullanılması tavsiye edilir) kuruluş birimi), (8.30)'dan direncin direncini belirleyin R3 .

Karakteristiğe başka bir düz çizgiyle yaklaşılırsa, iki direnç ve bir diyottan oluşan ek bir zincir benzer şekilde açılır ve hesaplanır.

Giriş yük direncine sahip sinyal kaynağı.

Hem voltaj hem de akım tampon amplifikatörleri (tekrarlayıcılar dahil) gücü artırır. Uygulamada, ifadenin altında tampon yükselticiçoğu zaman tam olarak anlaşılır tampon voltaj amplifikatörü.

Gerekli çıkış akımı ve voltaj aralığına bağlı olarak tampon amplifikatörler oluşturulabilir

• ayrı transistörlerde, alternatif voltaj tekrarlayıcılarda - ayrıca lambalarda
• genel amaçlı işlemsel yükselteçler hakkında
• özel tampon amplifikatör IC'lerinde

Wikimedia Vakfı. 2010.

Diğer sözlüklerde “Tampon amplifikatörün” ne olduğunu görün:

tampon yükseltici- - [Ya.N.Luginsky, M.S.Fezi Zhilinskaya, Yu.S.Kabirov. İngilizce-Rusça elektrik mühendisliği ve enerji mühendisliği sözlüğü, Moskova, 1999] Elektrik mühendisliğinin konuları, temel kavramlar EN tampon ... Teknik Çevirmen Kılavuzu

tampon yükseltici- buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: engl. tampon amplifikatörü; izolasyon amplifikatörü vok. Bufferverstärker, m rus. tampon amplifikatörü, m pranc. amplifikatör tamponu, m ryšiai: sinonimas – skiriamasis stiprintuvas … Otomatik terminų žodynas

Elektronik amplifikatör, amplifikasyon elemanları gazlarda, vakumda ve yarı iletkenlerde elektriksel iletkenlik olgusunu kullanan elektrik sinyallerinin bir amplifikatörüdür. Bir elektronik amplifikatör bağımsız olabilir... ... Vikipedi

Makale, analog devrelerde entegre işlemsel yükselteçlerin (op-amp'ler) bazı tipik uygulamalarını açıklamaktadır. Şekillerde basitleştirilmiş devre gösterimleri kullanılmaktadır, bu nedenle önemli olmayan ayrıntıların (ile bağlantılar ... ... Vikipedi)

Bu terimin başka anlamları da var, bkz. Zener diyot (anlamları) ... Wikipedia

Elektronik, otomasyon, radyo ve bilgisayar teknolojisine ait çok sayıda ve çeşitli alet ve cihazların grafik görüntüleri ve unsurları. Temel elektronik devrelerin ve bunlardan oluşturulan daha karmaşık sistemlerin tasarımı ve geliştirilmesi... Collier Ansiklopedisi