Включення IGBT проводиться подачею на затвор позитивної напруги (як правило, V G(on) = +15 B), типове значення напруги вимкнення знаходиться в діапазоні V G(off) = -5…-15 В. При певних величинах V G(on) /V G (off) динамічні характеристики ключа можуть бути задані резисторами, встановленими в ланцюзі затвора і обмежують струм I G (див. рис. 1, 2).
Мал. 1.
Мал. 2. А, Б - обмеження струму включення/вимкнення за допомогою резисторів R G(on) , R G(off) , В - напруга V GE і струм затвора I G
За допомогою підбору номіналів R G (on) / R G (off) можна змінити час перемикання, рівень динамічних втрат та комутаційних перенапруг, а також низку інших параметрів, включаючи склад спектра електромагнітних перешкод. Таким чином, вибір імпедансу ланцюга управління затвором - один з найважливіших етапів проектування, що вимагає найпильнішої уваги.
Величини ємностей затвора залежать від напруги колектор - емітер V CE IGBT, тому вони змінюються в процесі його комутації. Відповідні графіки залежності Cies, Coes, Cres від V CE наводяться у технічних характеристиках силових модулів. Імпеданс ланцюга управління, що обмежує пікове значення струму затвора I G в моменти включення та вимкнення, визначає час перезаряджання вхідних ємностей. На малюнку 2а і 2б показані ланцюги протікання струмів при використанні роздільних резисторів ліній включення та вимкнення R G (on) / R G (off) форма струму затвора I G при подачі імпульсу управління V GE наведена на малюнку 2в.
При зменшенні значень R G (on) / R G (off) знижується постійна часу ланцюга перезаряду відповідно зменшується час перемикання t R / t F і рівень динамічних втрат E SW . Незважаючи на позитивний ефект від зниження розсіюваної потужності, збільшення швидкості спаду струму веде до небезпечного зростання рівня комутаційних перенапруг V stray, викликаних наявністю розподіленої індуктивності L S силових шин ланки постійного струму: V stray = L S × di/dt.
Наочне уявлення про цей ефект дають епюри, наведені малюнку 3.
Мал. 3. Зростання комутаційного перенапруги V stray зі збільшенням di/dt
Затемнена область графіків, що є добутком струму колектора I C на напругу V CE протягом часу вимкнення, являє собою енергію втрат E off .
При невдалій конструкції DC-шини та великому значенні L S сплеск напруги V stray здатний вивести силовий ключ із ладу. Особливо небезпечним процес стає режимі відключення IGBT при короткому замиканні (КЗ), коли величина di/dt максимальна. Рівень V stray може бути знижений за рахунок вибору більшого номіналу резистора R Goff (15 Ом замість 10 Ом, як показано на малюнку). Саме тому в деяких драйверах IGBT (наприклад, SKYPER 32PRO) реалізовано режим плавного відключення SSD (Soft Shut Down), при якому замикання IGBT здійснюється через резистор R G(off) великого номіналу. Природною платою за це є збільшення енергії втрат, тому за використання сучасних типів IGBT та коректної топології DC-шини застосування режиму SSD не рекомендується.
Слід також відзначити, що збільшення швидкостей перемикання, що призводить до зростання di/dt і dv/dt, підвищує і рівень електромагнітних перешкод, що випромінюються перетворювачем (EMI). У таблиці 1 показано, як зміна величини резистора затвора впливає на основні динамічні характеристики IGBT.
Таблиця 1. Вплив резистора затвора на динамічні властивості IGBT
| Динамічні характеристики | RG- | RG¯ |
|---|---|---|
| Час включення, t on | ← | ↓ |
| Час вимкнення, t off | ← | ↓ |
| Енергія включення, Е on | ← | ↓ |
| Енергія вимикання, Е off | ← | ↓ |
| Піковий струм увімкнення (IGBT) | ↓ | ← |
| Піковий струм вимкнення (діод) | ↓ | ← |
| Швидкість зміни напруги, dv/dt | ↓ | ← |
| Швидкість зміни струму, di/dt | ↓ | ← |
| Рівень перенапруги при комутації, V stray | ↓ | ← |
| Рівень електромагнітних перешкод (EMI) | ↓ | ← |
Нещодавно компанія SEMIKRON випустила на ринок четверте покоління модулів на базі кристалів IGBT Trench 4 та швидких діодів CAL 4. Одним з основних переваг нових модулів є знижена майже на 30% швидкість зміни струму di/dt при меншому (приблизно на 20%) значенні енергії втрат. Завдяки цьому застосування нових ключів дозволяє не лише підвищити ефективність перетворення, а й покращити електромагнітну сумісність та знизити ризик пробою в аварійних ситуаціях.
Динамічні характеристики оппозитного діода IGBT також залежать від номіналу затворного резистора і багато в чому визначають його мінімальне значення. Швидкість включення транзистора має перевищувати швидкості зворотного відновлення діода: зниження величини R G і відповідне збільшення diC/dt призводить не тільки до зростання рівня перенапруги при замиканні IGBT, але і створює динамічний стрес для діода.
У своїх модулях компанія SEMIKRON використовує швидкі діоди, які виробляються за власною технологією CAL (Controlled Axial Lifetime), що дозволяє змінювати час життя носіїв. Їх основною відмінністю є плавна характеристика зворотного відновлення dirr/dt та оптимально узгоджені з IGBT динамічні характеристики. Це сприяє зниженню рівня динамічних втрат та EMI, а також зменшенню величини перенапруг при вимиканні.
Вибір резистора затвора
Як правило, вихідний каскад драйверів будується за двотактною схемою з розділеним виходом, як показано на малюнку 1. Входи обох MOSFET-транзисторів управляються одним логічним сигналом: коли він має високий рівень, відкривається N-канальний ключ, за низького рівня - Р-канальний. Використання розділеного виходу дозволяє формувати асиметричну напругу управління V GE та підбирати номінали резисторів R G незалежно для режимів увімкнення та вимкнення.
Оптимізація ланцюга управління затвором має на увазі вибір номіналів R G(on) /R G(off) (при заданому значенні V GE), що забезпечує мінімальний рівень динамічних втрат, відсутність небезпечних осциляцій при перемиканні, малий струм зворотного відновлення оппозитного діода та низький рівень комутаційних перенапруг. Пошук оптимуму утруднений тим, що частина зазначених параметрів суперечить один одному (див. таблицю 1).
Як правило, для управління більш потужним IGBT потрібен менший затворний резистор і навпаки. При цьому значення R G , вказане як референсного (R Gref) в технічних характеристиках, не завжди забезпечує найкращий баланс зазначених вище властивостей. Оптимальна величина резистора для більшості конкретних застосувань знаходиться в діапазоні R Gref …2 × R Gref. Як правило, величина R Gref є мінімально рекомендованою, що забезпечує безпечне відключення гранично допустимого імпульсного струму IGBT (ICM). Нагадаємо, що область безпечної роботи (ОБР або SOA) нормується для ICM або подвійного номінального струму колектора ICM = 2 × I C .
У більшості практичних схем саме опір 2×R Gref забезпечує необхідний баланс і з нього починається процес оптимізації динамічних характеристик. Зменшення номіналу резистора затвора можливе лише доти, поки зростаюча швидкість комутації струму di/dt не викликає появи небезпечних перенапруг. Слід також пам'ятати про те, що зниження імпедансу ланцюга управління затвором призводить до підвищення струмового навантаження на драйвер і збільшення потужності, що розсіюється ним.
Правильність вибору R G при проектуванні повинна підтверджуватись випробуваннями готової конструкції, що включають аналіз теплових режимів та вимірювання величини V stray за всіх умов експлуатації аж до короткого замикання. Саме така методика використовується дизайнерським центром SEMIKRON у Франції, який за 35 років розробив понад 12000 проектів різних пристроїв, потужністю від десятків кВт до одиниць МВт.
При виборі опору затвора слід враховувати, що під час протікання струмів заряду/розряду може розсіюватися велика потужність. Рекомендується вибирати резистори, що мають низький температурний коефіцієнт ТКС та розкид номіналів, що не перевищує 1%. У більшості випадків хорошим рішенням є використання паралельного з'єднання деякої кількості опорів у smd-виконанні (MELF, MINI-MELF). При цьому забезпечується висока стійкість до імпульсних перевантажень, гарний розподіл тепла та нечутливість схеми до відмови одного з опорів.
Помилка у виборі R G може призвести до вкрай небажаних наслідків, при цьому необхідно аналізувати вплив ланцюга керування на всі режими роботи перетворювача. Наприклад, збільшення номіналу R G , що дозволяє знизити рівень комутаційних викидів, неминуче призведе до зростання динамічних втрат та перегріву силового ключа. Можливим наслідком використання невиправдано великого резистора затвора може бути перехід IGBT в лінійний режим та поява осциляцій у ланцюгу затвора. У свою чергу, як уже було зазначено, результатом застосування замалого R G є зростання сплесків напруги при перемиканні та підвищення рівня EMI.
Розробник повинен усвідомлювати, що оптимізація ланцюга управління затвором не може компенсувати негативні наслідки, викликані невдалою конструкцією DC-шини, що не забезпечує низьке значення розподіленої індуктивності L S . У цьому випадку рівень комутаційних перенапруг може бути небезпечним навіть у номінальних режимах експлуатації, тому мінімізація величини L S є першим та головним завданням розробки ланки постійного струму. Тільки у разі вирішення цієї проблеми можна думати про оптимізацію R G та доцільність застосування режиму плавного відключення SSD.
В даний час як силові ключі великої і середньої потужності застосовуються в основному MOSFET і IGBT транзистори. Якщо розглядати ці транзистори як навантаження для схеми їх управління, то вони є конденсаторами з ємністю в тисячі пікофарад. Для відкриття транзистора, цю ємність необхідно зарядити, а при закриванні - розрядити, і якнайшвидше. Зробити це потрібно не лише для того, щоб ваш транзистор встигав працювати на високих частотах. Чим вище напруга на затворі транзистора, тим менше опору каналу у MOSFET або менше напруга насичення колектор-емітер у транзисторів IGBT. Порогове значення напруги відкриття транзисторів зазвичай становить 2 - 4 вольти, а максимальне при якому транзистор повністю відкритий 10-15 вольт. Тому слід подавати напругу 10-15 вольт. Але навіть у такому разі ємність затвора заряджається не відразу і якийсь час транзистор працює на нелінійній ділянці своєї характеристики з великим опором каналу, що призводить до великого падіння напруги на транзисторі та його надмірного нагрівання. Це так званий вияв ефекту Міллера.
Для того щоб ємність затвора швидко зарядилася і транзистор відкрився, необхідно, щоб ваша схема управління могла забезпечити якомога більший струм заряду транзистора. Місткість затвора транзистора можна дізнатися з паспортних даних на виріб і при розрахунку слід прийняти Свх = Сiss.
Наприклад візьмемо MOSFET – транзистор IRF740. Він має наступні характеристики, що нас цікавлять:
Час відкриття (Rise Time - Tr) = 27 (нс)
Час закриття (Fall Time - Tf) = 24 (нс)
Вхідна ємність (Input Capacitance - Сiss) = 1400 (пФ)
Максимальний струм відкриття транзистора розрахуємо як:
Максимальний струм закриття транзистора визначимо за тим самим принципом:
Оскільки зазвичай ми використовуємо для живлення схеми управління 12 вольт, то струмообмежуючий резистор визначимо використовуючи закон Ома.
Тобто, резистор Rg=20 Ом, згідно зі стандартним рядом Е24.
Зауважте, що керувати таким транзистором безпосередньо від контролера не вийде, введу те, що максимальна напруга, яка може забезпечити контролер, буде в межах 5 вольт, а максимальний струм в межах 50 мА. Вихід контролера буде перевантажений, а на транзисторі буде проявлятися ефект Міллера, і ваша схема дуже швидко вийде з ладу, тому що хтось або контролер або транзистор перегріються раніше.
Тому потрібно правильно підібрати драйвер.
Драйвер є підсилювачем потужності імпульсів і призначений для управління силовими ключами. Драйвери бувають верхнього і нижнього ключів окремо, або об'єднані в один корпус драйвер верхнього і нижнього ключа, наприклад, такі як IR2110 або IR2113.
Виходячи з інформації, викладеної вище, нам необхідно підібрати драйвер, здатний підтримувати струм затвора транзистора Ig = 622 мА.
Таким чином, нам підійде драйвер IR2011, здатний підтримувати струм затвора Ig = 1000 мА.
Також необхідно врахувати максимальну напругу навантаження, яке комутуватимуть ключі. В даному випадку воно дорівнює 200 вольт.
Наступним дуже важливим параметром є швидкість замикання. Це дозволяє усунути протікання наскрізних струмів у двотактних схемах, зображеної на малюнку нижче, що викликають втрати та перегрів.
Якщо ви уважно читали початок статті, то за паспортними даними транзистора видно, що час закриття має бути меншим від часу відкриття і відповідно струм замикання вище струму відкриття If>Ir. Забезпечити більший струм закриття можна зменшивши опір Rg, але тоді також збільшиться і струм відкриття, це вплине на величину комутаційного сплеску напруги при виключенні, що залежить від швидкості спаду струму di/dt. З цієї точки зору підвищення швидкості комутації є переважно негативним фактором, що знижує надійність роботи пристрою.
В такому випадку скористаємося чудовою властивістю напівпровідників, пропускати струм в одному напрямку, і встановимо в ланцюзі затвора діод, який пропускатиме струм замикання транзистора If.
Таким чином, струм, що відпирає Ir буде протікати через резистор R1, а замикаючий струм If - через діод VD1, а так як опір p - n переходу діода набагато менше, ніж опір резистора R1, то і If>Ir. Для того, щоб струм замикання не перевищував свого значення, послідовно з діодом включимо резистор, опір якого визначимо нехтуючи опором діода у відкритому стані.
Візьмемо найближчий менший із стандартного ряду Е24 R2=16 Ом.
Тепер розглянемо, що означає назва драйвера верхнього і драйвера нижнього ключа.
Відомо, що MOSFET і IGBT транзистори управляються напругою, а саме напругою затвор-витік (Gate-Source) Ugs.
Що ж таке верхній та нижній ключ? На малюнку нижче наведено схему напівмосту. Дана схема містить верхній та нижній ключі, VT1 та VT2 відповідно. Верхній ключ VT1 підключений стоком до плюсу живлення Vcc, а початком до навантаження і повинен відкриватися напругою доданою щодо витоку. Нижній ключ, стоком підключається до навантаження, а витоком до мінусу живлення (землі), і повинен відкриватися напругою, прикладеним щодо землі.
І якщо з нижнім ключем все гранично ясно, подав на нього 12 вольт – він відкрився, подав на нього 0 вольт – він закрився, то для верхнього ключа потрібна спеціальна схема, яка відкриватиме його щодо напруги на початку транзистора. Таку схему вже реалізовано всередині драйвера. Все що нам потрібно, це додати до драйвера бустрептну ємність С2, яка заряджатиметься напругою живлення драйвера, але щодо початку транзистора, як це зображено на малюнку нижче. Саме цією напругою і відпиратиметься верхній ключ.
Ця схема цілком працездатна, але використання бустрептної ємності дозволяє їй працювати у вузьких діапазонах. Ця ємність заряджається, коли відкритий нижній транзистор і не може бути занадто великий, якщо схема повинна працювати на високих частотах, і так само не може бути надто маленькою при роботі на низьких частотах. Тобто при такому виконанні ми не можемо тримати верхній ключ нескінченно відкритим, він закриється відразу після того, як розрядиться конденсатор С2, якщо ж використовувати більшу ємність, то вона може не встигнути перезарядитися до наступного періоду роботи транзистора.
Ми неодноразово стикалися з цією проблемою і дуже часто доводилося експериментувати з підбором бустрептної ємності при зміні частоти комутації або алгоритму роботи схеми. Проблему вирішили згодом і дуже просто, найнадійнішим і «майже» дешевим способом. Вивчаючи Technical Reference до DMC1500, нас зацікавило призначення роз'єму Р8.
Почитавши уважно мануал і добре розібравшись у схемі приводу, виявилося, що це роз'єм для підключення окремого, гальванічно розв'язаного живлення. Мінус джерела живлення ми підключаємо до початку верхнього ключа, а плюс до входу драйвера Vb і плюсової ніжки бустрептної ємності. Таким чином, конденсатор постійно заряджається, за рахунок чого з'являється можливість тримати верхній ключ відкритим на стільки довго, скільки це необхідно, незалежно від стану нижнього ключа. Дане доповнення схеми дозволяє реалізувати будь-який алгоритм комутації ключів.
Як джерело живлення для заряду бустрептної ємності можна використовувати як звичайний трансформатор з випрямлячем та фільтром, так і DC-DC конвертер.
Опубликовано 15.05.2014
Проектування силової частини зазвичай починають із вибору ключів. Найбільш придатні для цього польові транзистори MOSFET. Вибір силових транзисторів робиться на підставі даних про максимальний можливий струм і напругу мережі живлення двигуна.
Вибір силових транзисторів
Транзистори повинні витримувати робочий струм із деяким запасом. Тому вибирають польові транзистори з робочим струмом в 1.2-2 рази більше за максимальний струм двигуна. У характеристиках польових транзисторів може бути зазначено кілька значень струму різних режимів. Іноді вказують струм, який може витримувати кристал Id (Silicon Limited)(він більше) та струм, обмежений можливостями корпусу транзистора Id (Package Limited)(Він менше). наприклад:
Крім того, фігурує струм для імпульсного режиму ( Pulsed Drain Current), який значно більше (у кілька разів), ніж максимально можливий постійний струм.
Потрібно вибирати транзистори по постійному струму, і не звертати уваги на параметри, вказані для імпульсного режиму. При виборі транзистора враховується лише значення постійного струму. У разі – 195А.
Якщо транзистор неможливо підібрати потрібним робочим струмом, кілька транзисторів включають паралельно.
При цьому обов'язково слід застосовувати вказані на схемі резистори. Їх номінал – одиниці Ом, але завдяки їм з'єднані паралельно транзистори відкриваються одночасно. Якщо ці резистори не ставити, може виникнути ситуація, коли один із транзисторів відкривається, а решта – ще ні. За цей короткий час вся потужність звалюється на один транзистор і виводить його з ладу. Про визначення номіналу цих резисторів йдеться нижче. Два транзистори, включених паралельно, витримують удвічі більший струм. 3 – у 3 рази більше. Але не слід зловживати цим та будувати ключі з великої кількості дрібних транзисторів.
Вибір польових транзисторів за напругою також виконується із запасом щонайменше в 1.3 рази. Це робиться для того, щоб уникнути виходу з ладу транзисторів через стрибки напруги під час комутацій.
Крім зазначених вище параметрів, слід поцікавитися максимальною температурою роботи транзистора і чи витримуватиме він необхідний струм при цій температурі. Одна з найважливіших характеристик – опір відкритого транзистора. Його значення можуть досягати кількох міліом. На перший погляд дуже мало, але при великих струмах на ньому виділятимуться значні обсяги тепла, яке доведеться відводити. Потужність, яка грітиме транзистор у відкритому стані, розраховується за такою формулою:
P=Rds*Id^2
Де:
Rds- Опір відкритого транзистора;
Ids- Струм, який протікає через транзистор.
Отже, якщо транзистор irfp4468pbfмає опір 2.6 мOм, то під час пропускання току 195 А на ньому буде виділятися 98.865 Ватт тепла. У разі мостової трифазної схеми в кожний момент часу відкриті тільки два ключі. Тобто на двох відкритих транзисторах буде виділятися однакова кількість тепла (по 98.865 Вт, загалом – 197.73 Вт). Але вони працюють не всю годину, а по черзі – парами, тобто кожна пара ключів працює 1/3 години. Отже правильно сказати, що загалом на всіх ключах буде виділятися 197.73 Вт тепла, а на кожному з ключів (98.865/3 = 32.955 Вт). Слід забезпечити відповідне охолоджування транзисторів.
Отже, якщо транзистор irfp4468pbfмає опір 2.6 мOм, то при струмі 195 А на ньому виділятиметься 98.865 Ватт тепла. У разі бруківки трифазної схеми в кожен момент часу відкриті тільки два ключі. Тобто, на двох відкритих транзисторах виділятиметься однакова кількість тепла (по 98.865 Вт, загалом – 197.73 Вт). Але вони працюють не весь час, а по черзі парами, тобто кожна пара ключів працює 1/3 часу. Так що правильно сказати, що загалом на всіх ключах виділятиметься 197.73 Вт тепла, а на кожному з ключів (98.865/3 = 32.955 Вт). Слід забезпечити відповідне охолодження транзисторів.
Але є одне але"
Ми приблизно підрахували ті теплові втрати, які відбуваються у період, коли ключі повністю відкриті. Однак не слід забувати, що для ключів притаманні такі явища, як перехідні процеси. Саме в момент перемикання, коли опір ключа змінюється від практично нульового до майже нескінченності і навпаки, відбувається найбільше тепловиділення, яке значно більше від втрат, які відбуваються при відкритих ключах.
Уявимо, що ми маємо завантаження 0.55 Ом. Напруга живлячої мережі 100В. При повністю відкритих ключах отримаємо струм 100/0.55 = 181 А. Транзистор закривається і в певний момент його опір сягає 1 Ом. У цей час через нього тече струм 100/(1+0,55)=64.5А Пам'ятаєте формулу, за якою обчислюється теплова потужність? Виходить, що в цей, дуже короткий час теплові втрати на транзисторі (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 Вт. Що значно більше, ніж при відкритому ключі. Коли опір транзистора зросте до 100 Ом втрати будуть 99.45 Вт. Коли опір транзистора зросте до 1 кім втрати будуть 9.98 Вт. Коли опір транзистора зросте до 10 кім втрати будуть 0.99 Вт.
Припустимо, що ми маємо навантаження 0.55 Ом. Напруга мережі живлення 100В. При повністю відкритих ключах отримаємо струм 100/0,55 = 181 А. Транзистор закривається і в деякий момент його опір досягає 1 Ом. У цей час через нього тече струм 100/(1+0,55) = 64.5А. Помнете формулу, за якою обчислюється теплова потужність? Виходить, що в цей дуже короткий момент теплові втрати на транзисторі (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 Вт. Що значно більше, ніж при відкритому ключі. Коли опір транзистора зросте до 100 Ом, втрати будуть 99.45 Вт. Коли опір транзистора зросте до 1 ком втрати будуть 9.98 Вт. Коли опір транзистора зросте до 10 ком втрати будуть 0.99 Вт.
Якщо ви створите дуже потужну систему охолодження, а в транзисторі буде утворюватися більше тепла, ніж він фізично зможе відвести від себе (дивись: Maximum Power Dissipation), він згорить.
Отже, не важко зрозуміти, чим швидше перемикатимуться ключі, тим менші теплові втрати, і тим меншою буде температура ключів.
На швидкість перемикання ключів впливає: ємність затвора польового транзистора, номінал резистора ланцюга затвора, потужність драйвера ключів. Від правильного вибору цих елементів залежить, наскільки ефективно працюватимуть ключі.
Іноді люди вважають, що можна збільшити потужність регулятора лише змінивши ключі більш потужні. Це не зовсім так. Більш потужні транзистори мають більшу ємність затвора, а це збільшує час відкривання транзистора, що впливає на температурний режим. Таке рідко трапляється, але в мене був випадок, коли проста заміна транзисторів на потужніші збільшила їхню температуру через те, що час їхнього перемикання зріс. Отже, потужніші транзистори вимагають потужніших драйверів.
Драйвери MOSFET ключів
Що таке драйвер ключів і навіщо він потрібний? Навіщо взагалі потрібні драйвери? Можна включати польові транзистори як показано на схемі:
Так, в цьому випадку як драйвери виступають біполярні транзистори. Це також допустимо. Є також схеми, де як верхні ключі використовуються транзистори з P-каналом, як нижніх – з N-каналом. Тобто використовується два типи транзисторів, що не завжди зручно. До того ж P-канальні транзистори великої потужності майже неможливо знайти. Зазвичай використання таке поєднання транзисторів з різними каналами застосовують у малопотужних контролерах спрощення схеми.
Використовувати однотипні транзистори, зазвичай лише N-канальні, значно зручніше, проте це вимагає дотримання деяких вимог щодо керування верхніми транзисторами моста. Напругу на затвор транзисторів треба подавати щодо їх витоків (Source). Що стосується нижнього ключа питань немає, його виток (Source) приєднаний до землі і ми можемо спокійно подавати напругу на затвор нижнього транзистора щодо землі. У разі верхнього транзистора дещо складніше, оскільки напруга з його початку (Source) змінюється щодо землі.
Поясню. Припустимо, що верхній транзистор відкритий, через нього протікає струм. У такому стані на транзисторі падає досить мала напруга і можна сказати, що напруга на початку Source верхнього транзистора практично дорівнює напруги живлення двигуна. До речі, щоб утримувати верхній транзистор відкритим, потрібно подати на його затвор напругу, вищу напругу на його витоку (Source), тобто - вище напруга живлення двигуна.
Якщо верхній транзистор закритий, а нижній відкритий, то витоці (Source) верхнього транзистора напруга досягає майже нулю.
Драйвер верхнього ключа забезпечує подачу на затвор польового транзистора необхідну напругу щодо його витоків (Source), і забезпечує генерацію напруги, більшої за напругу живлення двигуна для керування транзистором. Цим і не тільки цим займаються драйвери MOSFET ключів.
Вибір драйвера та їх різноманіття
Різноманітність драйверів досить велика. Нас цікавлять драйвери, які мають два входи для верхнього та нижнього ключів (драйвери верхнього та нижнього ключів). Наприклад: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113та ін. Треба звернути увагу на параметр Vgsтранзисторів. Більшість драйверів розраховані для Vgs = 20В. Якщо Vgsтранзисторів менше вихідна напруга драйверів, наприклад Vgsтранзистори = 5В, то драйвери з вихідною напругою 20В виведуть такі транзистори з ладу.
Більшість драйверів живляться напругою 10-20В та підтримують вхідні сигнали різних рівнів -3.3В, 5В, 15В.
Існують драйвери для трифазних мостових схем, наприклад:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2132, IR21 2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Такі драйвери ключів можуть стати найкращим варіантом. До того ж, у деяких трифазних драйверах є додаткова можливість для забезпечення захисту ключів від занадто великого струму і т.п. Досить цікава серія драйверів IRS233x (D). Вона забезпечує широкий спектр захистів, у тому числі захист від негативних стрибків напруги, захист від короткого замикання, від навантаження, захист від зниження напруги в шині, зниження напруги живлення, захист від перехресного включення.
Один із найважливіших показників драйверів – це максимальний вихідний струм. Зазвичай від 200мА до 4000мА. Може здатися що 4 Ампера – це надто. Але все вирішує калькулятор. Як зазначалося вище, швидкість перемикання ключів – дуже важлива річ. Чим потужніший драйвер, тим менше часу витрачається на перемикання ключів. Приблизно розрахувати час перемикання ключів можна за такою формулою:
ton = Qg*(Rh+R+Rg)/U
Де:
Qg- Повний заряд затвора польового транзистора;
Rh- Внутрішній опір драйвера. Розраховується як U/Imax, де U – напруга живлення драйвера, Imax – максимальний вихідний струм. Зверніть увагу, що максимальний вихідний струм може бути різним для верхнього та нижнього транзистора;
R- Опір резистора в ланцюгу затвора;
Rg- Внутрішній опір затвора транзистор;
U- Напруга живлення драйвера.
Наприклад, якщо ми використовуємо транзистор irfp4468pbfта драйвер IR2101з максимальним струмом 200мА. А в ланцюзі затвора резистор 20 Ом, тоді час перемикання транзистора:
540 * (12 / 0.2 + 20 + 0.8) / 12 = 3636 нС
Замінивши драйвер на IR2010, з максимальним струмом – 3А, та резистором у ланцюгу затвора – 2ом, отримаємо такий час перемикання:
540 * (12/3 +2 +0.8) / 12 = 306 нС
Тобто з новим драйвером час перемикання скоротився більш ніж у 10 разів. Тож і теплові втрати на транзисторах значно зменшаться.
Розрахунок резисторів у ланцюгу затвора
Я виробив для себе таке правило: опір резистора в ланцюгу затвора польового транзистора повинен бути не меншим, ніж внутрішній опір драйвера, розділений на 3 Наприклад, драйвер IR2101живиться напругою 12В, максимальний струм – 0,25А. Його внутрішній опір: 12В/0,25 = 48Ом. В даному випадку резистор у ланцюгу затвора польового транзистора має бути більшим, ніж 48/3 = 16 Ом. Якщо час перемикання транзисторів з вибраними резисторами не влаштовує, слід вибрати потужніший драйвер.
Я не можу назвати цю методику ідеальною, але вона перевірена практикою. Якщо хтось зможе прояснити цей момент – буду вдячний.
Іноді до ланцюга транзистора затвора додають діода з резистором або без.
Оскільки в багатьох випадках силові транзистори працюють з індуктивним навантаженням, слід використовувати захисні діоди. Якщо їх не буде, то при виключенні транзистора внаслідок перехідних процесів на індуктивності (обмотках двигуна) виникне перенапруга, що в багатьох випадках пробиває транзистор і виводить його з ладу.
Багато силових транзисторах вже є внутрішні захисні діоди і немає необхідності використовувати зовнішні діоди. Але не забудьте перевірити це в документації на транзистора.
Dead-Time
Зміна стану силових ключів у регуляторі трифазного безколекторного двигуна виконується у наступній послідовності:
- вимикаємо ключ, який треба вимкнути;
- чекаємо деякий час (Dead-Time) поки закриється транзистор (приблизний час перемикання транзистора ми розраховували раніше), і закінчаться перехідні процеси, пов'язані з комутацією;
- включаємо ключ, який треба увімкнути.
Всі драйвери верхнього та нижнього ключів мають затримку між вихідними сигналами, щоб не допустити одночасного відкриття обох транзисторів (див.: ). Але ця затримка надто мала. Деякі драйвери верхнього та нижнього ключів мають реальний Dead-Time. Але в нашому випадку це абсолютно ніяк не допоможе, тому що якщо згадати як перемикаються ключі (дивись: ), то ми побачимо, що ніколи не буває такої ситуації, коли ключі одного плеча змінюються станами. Отже, керувати Dead-Timeповинен мікроконтролер. Виняток може бути тільки у випадку, коли ви використовуєте спеціальний трифазний драйвер, який керує всіма шістьма ключами та має реальний Dead-Time.
Датчики струму
Традиційно як датчик струму використовують шунт. Знаючи його опір, вимірюють на ньому напругу та обчислюють струм. Але для потужних систем використання шунта не завжди технічно виправдане через занадто великі теплові втрати на ньому. Датчики струму на ефект Холла мають практично нульовий опір, тому вони не гріються. До того ж, як правило, живлення та рівень вихідного сигналу таких датчиків знаходяться в діапазоні 5В, що дуже зручно для реалізації регулятора мікроконтролерів. В даний час досить популярні датчики струму компанії Allegro MicroSystems, наприклад серії ACS71X, ACS75X.
Окрім звичайного вимірювання рівня струму мікроконтролером, розумно створити схему апаратного захисту від перевищення критичного рівня струму. Для вимірювання рівня струму мікроконтролер витрачає деякий час. Крім того, струм періодично вимірюють через деякий час. Такі затримки, а також можливі програмні помилки можуть створити ситуацію, коли критичний струм встигає вивести з ладу пристрій ще до того, як настане момент наступного виміру. Схема повинна відключати силові ключі, коли струм перевищує критичне значення, незалежно від роботи мікроконтролера. Для реалізації такої схеми зазвичай використовують компаратор, на вхід якого подають сигнал датчика струму і опорний сигнал. При перевищенні допустимого струму компаратор спрацьовує. Вихід компаратора використовують як дискретний сигнал у логічних схемах, аварійно відключають ключі. Така реалізація має найменшу затримку.
Драйвер є підсилювач потужності і призначається для безпосереднього управління силовим ключем (іноді ключами) перетворювача. Він повинен посилити керуючий сигнал за потужністю та напругою і, у разі потреби, забезпечити його потенційний зсув.
При виборі драйвера необхідно узгодити вихідні параметри з вхідними параметрами потужного ключа (транзистор MOSFET, IGBT).
1. МДП-транзистори та IGBT – це прилади, керовані напругою, проте для збільшення вхідної напруги до оптимального рівня (12-15 В) необхідно забезпечити в ланцюзі затвора відповідний заряд.
3. Для обмеження швидкості наростання струму та зменшення динамічних перешкод необхідно використовувати послідовні опори ланцюга затвора.
Драйвери для керування складними перетворювальними схемами містять велику кількість елементів, тому їх випускають у вигляді інтегральних схем. Ці мікросхеми, крім підсилювачів потужності, містять також ланцюги перетворення рівня, допоміжну логіку, ланцюги затримки для формування «мертвого» часу, а також ряд захистів, наприклад, від перевантаження по струму і короткого замикання, зниження напруги живлення та ряд інших. Багато фірм випускають численний функціональний ряд: драйвери нижнього ключа мостової схеми, драйвери верхнього ключа мостової схеми, драйвери верхнього та нижнього ключів з незалежним управлінням кожного з них, напівмостові драйвери, які часто мають тільки один керуючий вхід і можуть використовуватися для симетричного закону управління, драйвер для керування всіма транзисторами мостової схеми.
Типова схема включення драйвера верхнього та нижнього ключів фірми International Rectifier IR2110 з бутстрепним принципом живлення наведена на рис.3.1, а. Управління обома ключами є незалежним. Відмінність даного драйвера від інших полягає в тому, що IR2110 введена додаткова схема перетворення рівня як в нижньому, так і верхньому каналах, що дозволяє розділити за рівнем живлення логіки мікросхеми від напруги живлення драйвера. Міститься також захист від зниженої напруги живлення драйвера і високовольтного джерела, що «плаває».
Конденсатори С D , С призначені для придушення високочастотних перешкод по ланцюгах живлення логіки і драйвера відповідно. Високовольтне плаваюче джерело утворене конденсатором С1 та діодом VD1 (бутстрепне джерело живлення).
Підключення виходів драйвера до силових транзисторів здійснюється за допомогою резисторів затворів R G1 і R G2 .
Оскільки драйвер побудований на польових елементах і сумарна потужність, що витрачається на управління, незначна, то як джерело живлення вихідного каскаду може використаний конденсатор С1, що заряджається від джерела живлення U ПІТ через високочастотний діод VD1. Конденсатор С1 і діод VD1 у сукупності утворюють високовольтний «плаваючий» джерело живлення, призначений для керування верхнім транзистором VT1 стійки моста. Коли нижній транзистор VT2 проводить струм, то виток верхнього транзистора VT1 підключається до загального дроту живлення, діод VD1 відкривається і конденсатор С1 заряджається до напруги U C1 = U ПІТ – U VD1 . Навпаки, коли нижній транзистор перетворюється на закритий стан і починає відкриватися верхній транзистор VT1 (рис 3.1), діод VD1 виявляється підпертим зворотним напругою силового джерела живлення. В результаті цього вихідний каскад драйвера починає живитись виключно розрядним струмом конденсатора С1. Таким чином, конденсатор С1 постійно «гуляє» між загальним дротом схеми та проводом силового джерела живлення (точка 1).
При використанні драйвера IR2110 з бутстрепним живленням особливу увагу слід звернути на вибір елементів високовольтного джерела, що «плаває». Діод VD1 повинен витримувати велику зворотну напругу (залежно від силового джерела живлення схеми), допустимий прямий струм приблизно 1 А, час відновлення t rr = 10-100 нс, тобто швидкодіючим. У літературі рекомендується діод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а також діоди UF 4004 ... UF 4007, UF 5404 ... UF 5408, HER 105 ... HER 108, HER 205 ... HER 208 та інші класи .
Схема драйвера виконана таким чином, що високому логічному рівню сигналу на будь-якому вході HIN і LIN відповідає такий самий рівень на його виході HO і LO (див. рис. 3.1, драйвер синфазний). Виникнення високого рівня логічного сигналу на вході SD призводить до замикання транзисторів стійки моста.
Дану мікросхему доцільно використовувати для керування ключами інвертора з ШІМ-регулюванням вихідної напруги. При цьому необхідно пам'ятати, що в СУ необхідно обов'язково передбачити тимчасові затримки (мертвий час) з метою запобігання наскрізних струмів при комутації транзисторів стійки моста (VT1, VT2 і VT3, VT4, рис 1.1).
Місткість С1 - це бутстрепна ємність, мінімальна величина якої може розраховуватися за формулою:
де Q 3- Величина заряду затвора потужного ключа (довідкова величина);
I піт- Струм споживання драйвера в статичному режимі (довідкова величина, зазвичай I піт≈ I G c тпотужного ключа);
Q 1– циклічна зміна заряду драйвера (для 500-600 – вольтних драйверів 5 нК);
V п- Напруга живлення схеми драйвера;
- Падіння напруги на бутстрепному діоді VD1;
Т- Період комутації потужних ключів.
Рис.3.1. Типова схема включення драйвера IR2110 (а) та часові діаграми його сигналів на входах та виходах (б)
V DD – харчування логіки мікросхеми;
V SS - загальна точка логічної частини драйвера;
HIN, LIN – логічні вхідні сигнали, що керують верхнім та нижнім транзисторами відповідно;
SD – логічний вхід відключення драйвера;
V CC – напруга живлення драйвера;
COM - негативний полюс джерела живлення V CC;
HO, LO – вихідні сигнали драйвера, що керують верхнім та нижнім транзисторами відповідно;
V B - напруга живлення високовольтного "плаваючого" джерела;
V S – загальна точка негативного полюса високовольтного «плаваючого» джерела.
Отримане значення бутстрепної ємності необхідно збільшити в 10-15 разів (зазвичай в межах 0,1-1 мкФ). Це має бути високочастотна ємність із малим струмом витоку (в ідеалі – танталова).
Резистори R G 1 , R G 2 визначають час включення потужних транзисторів, а діоди VD G 1 і VD G 2 шунтуючи ці резистори зменшують час вимкнення до мінімальних величин. Резистори R 1 R 2 мають невелику величину (до 0,5 Ом) і вирівнюють розкид омічних опорів уздовж загальної шини управління (обов'язкові, якщо потужний ключ - паралельне з'єднання менш потужних транзисторів).
При виборі драйвера для потужних транзисторів необхідно враховувати:
1. Закон управління потужними транзисторами:
Для симетричного закону підходять драйвери верхнього та нижнього ключа та драйвери напівмостів;
Для несиметричного закону необхідні драйвери верхнього та нижнього ключа з незалежним керуванням кожного потужного ключа. Для несиметричного закону не підходять драйвери із трансформаторною гальванічною розв'язкою.
2. Параметри потужного ключа (I до або I стоку).
Зазвичай застосовують наближений підхід:
I вих ін max =2 А може керувати потужним VT зі струмом до 50 А;
I вих ін max =3 А – управляти потужним VT зі струмом до 150 А (інакше час включення і вимкнення значно зростає і збільшуються потужнісні втрати на перемикання), тобто. Високоякісний транзистор при помилковому виборі драйвера втрачає свої основні переваги.
3. Врахування додаткових функцій.
Фірми випускають драйвери з численними сервісними функціями:
Різні захисту потужного ключа;
Захист від зниження напруги живлення драйвера;
Із вбудованими бутстрепними діодами;
З регульованим та нерегульованим часом затримки включення потужного VT по відношенню до моменту вимикання іншого (боротьба з наскрізними струмами в напівмості);
З вбудованою або відсутньою гальванічною розв'язкою. В останньому випадку на вході драйвера необхідно підключити мікросхему гальванічної розв'язки (найчастіше високочастотна діодна оптопара);
Синфазні чи протифазні;
Живлення драйверів (бутстрепний вид живлення або необхідні три гальванічно розв'язані джерела живлення).
При рівноцінності декількох типів драйверів слід віддати перевагу тим, що комутують струм затвора потужних транзисторів за допомогою біполярних VT. Якщо цю функцію виконують польові транзистори, можуть бути відмови у роботі драйвера за певних обставин (перевантаженнях) з допомогою тригерного ефекту «защіпки».
Після вибору типу драйвера (і його даних) необхідні заходи боротьби з наскрізними струмами в напівмості. Стандартний спосіб - вимкнення потужного ключа миттєво, а включення замкненого - із затримкою. Для цієї мети застосовують діоди VD G 1 і VD G 2 які при закриванні VT шунтують затворні резистори, і процес виключення буде швидше, ніж відмикання.
Крім шунтування резисторів затворів R G 1 і R G 2 за допомогою діодів (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для боротьби з наскрізними струмами в П-схемі потужного каскаду фірми випускають інтегральні драйвери, асиметричні по вихідному струму включення VT I др вих m ах вклта вимикання I др вих m ах викл(наприклад I др вих m ах вкл=2А, I др вих m ах викл=3А). Цим задаються асиметричні вихідні опори мікросхеми, які включені послідовно з резисторами затворів R G 1 і R G 2 .
де всі величини формулах – довідкові дані конкретного драйвера.
Для симетричного (по струмах) драйвера справедлива рівність
.
У структурі MOSFET транзистора присутні три ємності: ємність затвор-витік (вхідна ємність), ємність виток-стік (вихідна), затвор-стік (прохідна Для транзистора IGRT відповідно , , .. При подачі напруги на затвор величиною (15-20) по експоненті заряджається вхідна ємність і при напрузі 8-10В в транзисторі буде з'являтися струм .
При появі в структурі VT стокове струм вхідна ємність буде заряджатися по іншій експоненті, так як на цей процес впливає вихідна ємність, то в кінцевому підсумку вхідна ємність накопичить заряд Q (довідкова величина). Вихідний струм (зменшення напруги на електродах витік-стік) в основному залежатиме від процесів у ланцюзі без істотного впливу струму затвора.
Час розряду ємності також наводиться у довідкових параметрах VT як часу включення .
При вимиканні транзистора спочатку буде розряджатися ємність до величини (), потім почне зменшуватися струм початку до 0 (). Таким чином, від величини резистора в ланцюзі затвора залежатиме затримка на включення та вимкнення VT, а з використанням драйвера загальний опір у ланцюзі затвора буде мати дві складові: (при несиметричному драйвері і) - const і додатковий резистор затвора, який можна змінювати для регулювань затримок. На рис 3.2 представлені перераховані вище міркування у вигляді спрощених графіків.
Мал. 3.2. Тимчасові діаграми: (а) - при включенні VT; (б) - при вимкненні VT.
У довідкових даних не наводяться параметри вхідних та вихідних ємностей транзистора, але з математики відомо, що початкова ділянка експоненти (до 0.7) апроксимується прямою, кут нахилу якої прямо пропорційний RC, що дозволяє проводити оціночні розрахунки у вигляді пропорцій.
Отже, для запобігання виникненню наскрізних струмів необхідно підібрати сумарну величину опорів ланцюга затвора ( 
, і регулює швидкість заряду ємності затвора VT), щоб забезпечити затримку включення транзистора більше або рівним часу, що витрачається на закривання VT (див рис. 3.2).
(3.1)
де - Час спаду струму стоку (довідкова величина);
– час запізнення початку вимкнення VT по відношенню до моменту подачі на затвор напруги, що замикає. При шунтуючих діодах затвора (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) швидкість розряду однозначно визначається опором 
. Тому для визначення вирішують наступну пропорцію (пологова, що шунтуватиметься діодом VD G)
При розробці силових схем статичних перетворювачів першорядними є заходи захисту силових транзисторів від теплового пробою. Оскільки польові транзистори MOSFET не мають вторинного пробою, в розрахунках теплових режимів цілком можна керуватися значеннями максимальної температури і максимальної потужності, що розсіюється. Повна потужність, що виділяється на транзисторі в режимі його перемикання, визначається виразом:
де Р п - повна потужність, що розсіюється;
Р пер - втрати потужності при перемиканні;
Р пр - втрати активному опорі каналу відкритого транзистора;
Pynp - втрати на керування ланцюгом затвора;
Pyr – втрати потужності за рахунок витоку в закритому стані.
де Л Л (оп) - опір транзистора у відкритому стані (довідковий параметр).
Втрати провідності Р пр є основною складовою втрат у польовому транзисторі. Ці втрати можна обчислити, знаючи ефективне (діюче) значення струму стоку:
Втрати потужності, викликані струмом витоку (P^) зневажливо малі (якщо, звичайно, транзистор справний), тому їх взагалі немає сенсу враховувати. Крім того, оскільки одна з головних переваг польового транзистора - вкрай малі втрати в ланцюзі його управління (Р упр), - тому значення втрат на управління можна виключити з розрахунків. З урахуванням проведених припущень формула (2.1.7) для розрахунку повних втрат набуває наступного зручного вигляду:
Тут необхідно зробити деякий уточнюючий відступ і нагадати читачеві, що розрахунок потужності, що розсіюється, виконується з метою забезпечення теплового режиму силових транзисторів. Цей розрахунок стане в нагоді при проектуванні охолодних радіаторів транзисторів (за подробицями можна звернутися до видань та ). Дуже важливий параметр, без якого не вдасться спроектувати елемент, що охолоджує, - це так званий тепловий опір «кристал-корпус» R thjc транзистора. Дослідження показали, що цей опір значною мірою залежить від частоти перемикання транзистора, а також від шпаруватості керуючих імпульсів, яка визначається відношенням часу відкритого стану до повного періоду комутації. У технічних умовах транзистори зазвичай наводяться звані нормовані перехідні характеристики теплового опору «кристал-корпус» (transient thermal impedance junction-to-case). Як видно із рис. 2.1.11, внаслідок інерційності теплових процесів при великих частотах перемикання та малої шпаруватості тепловий опір «кристал-корпус» значно знижується. У будь-якому випадку розробнику потрібно провести оцінку цього опору за графіком, щоб не проектувати радіатор охолодження силових елементів «на вічко». Читачеві слід знати, що показані на рис. 2.1.11 графіки включаються до основного набору параметрів, що подаються фірмами-виробниками на силову елементну базу. Якщо при виборі елементної бази розробник зіткнеться з тим, що ці графіки в документації відсутні, такій фірмі-виробнику краще не довіряти і її не використовувати у своїх розробках.
З урахуванням графіків 2.1.11 тепловий опір «кристалкорпус» визначається за такою формулою:
де ZjJJ, D) – перехідний коефіцієнт опору «кристалкорпус»;
R Q (JC) - тепловий опір «кристал-корпус» у режимі великих шпаруватостей імпульсів, що управляють, або на постійному струмі.
На рис. 2.1.11 є ще одна крива, яка називається single pulse (одиночний імпульс). Знімається вона для одиночного (неповторного) імпульсу струму. Такий режим роботи зазвичай використовується для захисних схем та схем запуску, які спрацьовують один раз. В цьому випадку, як правило, тепловиділення невелике і силовому елементу радіатор не потрібний.
Але повернемось до теплових втрат. Набагато складніше справа з втратами перемикання. Якщо навантаження польового транзистора чисто
Мал. 2.1.11. Графік залежності нормованого теплового опору від частоти та шпаруватості імпульсів: а - IRFP250; б – IRJL3103D1; -FB180SA10
активна, втрати на перемикання невеликі, і часто можна просто знехтувати. Однак активне навантаження - випадок у силовій перетворювальній техніці рідкісний. Набагато частіше транзистори статичних перетворювачів «працюють» на навантаження з сильно вираженою реактивною (індуктивно-ємнісною) складовою, що характеризується розбіжністю максимумів струмів та напруг. Крім того, у транзисторах, що працюють у двотактних схемах (сюди включаються напівмостові, мостові та трифазні схеми), виникають специфічні втрати зворотного відновлення оппозитних діодів. Ми відразу звернемося до методик розрахунку динамічних втрат у двотактних схемах, оскільки саме на їх основі будується потужна перетворювальна техніка.
У двотактної схеми слід розглядати вплив індуктивності L інші елементи схеми. Слід пам'ятати, що реально індуктивність L - це індуктивність намагнічування первинної обмотки високочастотного трансформатора (якщо проектований пристрій - статичний перетворювач для живлення типових навантажень) або індуктивність обмотки двигуна (якщо розробляється регульований частотний електропривод).
Звернемося до рис. 2.1.12 та розглянемо комутаційні процеси, що відбуваються у представленій типовій схемі. Спочатку (що
розмикання ключового елемента. Зрозуміло, що амплітуда викидів не може стати більшою за напругу живлення або потенціалу «землі», оскільки опозитні діоди будуть відкриватися і «розряджати» викиди на джерело живлення. І все ж таки, якщо енергія коливального процесу досить велика, він може не закінчитися до моменту наступного відкриття ключового елемента. Комутація при протіканні струму через зворотний діод призведе до ситуації так званого «важкого перемикання», коли силовий транзистор короткочасно перебуватиме в режимі «наскрізних струмів». Щоб «погасити» ці викиди, паралельно до первинної обмотки трансформатора включають RC-ланцюг з послідовно з'єднаними конденсатором і резистором.
Щойно ми розглянули так званий «полегшений» режим роботи транзистора в двотактних схемах, коли керуючі імпульси надходять на затвори VT1 і VT2 симетрично, і моменти початку комутації струми через оппозитні діоди не проходять. Розрахувати потужність втрат перемикання у разі нескладно. Для кожного транзистора, що працює в напівмостовій або бруківці зі стандартним трансформаторним навантаженням, вона може бути розрахована за формулою 
де / ^ тах - максимальний струм стоку.
Зустрічається й інший випадок, коли транзистори змушені працювати у «важкому» режимі перемикання. Цей випадок зазвичай розглядають у пристроях частотного керування двигунами, що мають значну індуктивність обмоток. Тут тривалість відкритого стану «верхнього» (VT1) і «нижнього» (VT2) ключових елементів напівмосту і мосту можуть бути нерівними: в граничному випадку, що відкривають імпульси одного з силових ключів взагалі зникають. У разі несиметрії керуючих імпульсів струм в індуктивному навантаженні не змінює свого напрямку, а це означає, що, наприклад, після вимкнення транзистора VT2 струм i L (рис. 2.1.12 в) протікатиме через його оппозитний діод. Отже, вимкнення транзистора VT1 пройде в режимі короткочасного короткого замикання, так як діод VD2 не зможе миттєво відновити замкнений стан. Чим довше опозитний діод затримуватиме відновлення замкненого стану, тим більше тепла виділиться на транзисторі. Тому розрахунку втрат перемикання у «важкому» режимі необхідно враховувати як динамічні втрати перемикання транзистора, і втрати зворотне відновлення оппозитних діодів. Розрахувати втрати перемикання тут допоможе така формула:
де Q rr – заряд зворотного відновлення оппозитного діода (довідковий параметр).
Також слід знати, що заряд зворотного відновлення оппозитного діода (згідно з рис. 2.1.14) незначно залежить від прямого струму, що протікає через діод після відключення транзистора, але значною мірою визначається величиною зміни прямого струму в часі на етапі зворотного відновлення, тобто величини похідний струм. Насправді це означає, що уповільнення комутаційного процесу, що викликає зворотне відновлення, може знижувати заряд, отже, і енергію, що виділяється. Отже, у режимі "важкого" перемикання необхідно уповільнювати процес відкривання польових транзисторів. Зменшити швидкість відкривання може обмеження струму затвора за допомогою збільшення резистора затвора, а також шунтування переходів «стік-виток» транзисторів RC-ланцюгами, що обмежують швидкість перемикання. Щоправда, при цьому зростають комутаційні динамічні втрати перемикання.
Мал. 2.1.14. Залежність заряду зворотного відновлення діода від швидкості комутаційного процесу
Досить часто на практиці розробки статичних перетворювачів трапляються випадки, коли потрібно комутувати струм, значення якого вище граничного струму одиночного транзистора. І якщо вибрати потужніший прилад виявляється важко, можна просто включити паралельно кілька приладів, розрахованих на менші струми. Тоді загальний струм буде рівномірно розподілятися окремими транзисторами. Для їх паралельного з'єднання потрібно мати прилади з близькими значеннями порогової напруги. Як правило, транзистори одного типу мають дуже близькі значення порогової напруги, тому вкрай небажано вибирати для паралельної роботи транзистори різних типономіналів. А ще краще узяти транзистори з однієї виробничої партії, виготовлених в єдиних умовах.
Щоб забезпечити рівномірне прогрівання лінійки транзисторів, їх потрібно встановлювати на загальний радіатор і, по можливості, ближче один до одного. Необхідно також пам'ятати, що через два паралельно включених транзистора можна пропускати вдвічі більший струм, не знижуючи здатності навантаження одиночних приладів, але при цьому вхідна ємність, а значить, і заряд об'єднаного затвора, зростають в два рази. Відповідно, схема управління паралельно з'єднаними транзисторами повинна мати можливість забезпечити заданий час комутації.
Але тут є свої особливості, свої «хитрощі». Якщо з'єднати затвори польових транзисторів безпосередньо, можна отримати дуже неприємний ефект «дзвону» при виключенні - впливаючи один на одного через затвори, транзистори будуть довільно відкриватися і закриватися, не підкоряючись сигналу управління. Щоб виключити «дзвін», на висновки затворів рекомендується надягати невеликі феритові трубочки, що запобігають взаємному впливу затворів, як показано на рис. 2.1.15 а.
Даний спосіб зустрічається сьогодні дуже рідко (оскільки технологія виробництва феритових трубок досить складна). Простіший і доступніший схемотехнічний прийом показаний на рис. 2.1.15, б,
Мал. 2.1.15. Паралельне включення MOSFET: а - з ферритовими трубками, що гасять; б - із затворними резисторами
що полягає в установці в ланцюгах кожного затвора однакових резисторів опором десятки-сотні Ом. Величина затворних резисторів зазвичай вибирається із співвідношення:
де Q g – величина заряду затвора для одного транзистора.
Після цього необхідно визначити величину струму, що забезпечує пристрій управління затворами транзисторів. Цей струм визначається з умови дії напруги U g на паралельно з'єднані резистори затвора. Тобто величину R g отриману з формули (2.1.13), необхідно при обчисленнях зменшити в стільки разів, скільки транзисторів включається паралельно.
Мал. 2.1.16. Варіант паралельного увімкнення транзисторів MOSFET
Транзистори VTl…VT4 встановлені на загальний радіатор максимально близько один до одного, що забезпечує їх рівномірне прогрівання. Силові шини, які можуть бути виконані як друкованими, так і об'ємними провідниками (наприклад, мідною смугою або лудженим дротом), підключені до стоку та початку всіх транзисторів. Затворні резистори Rg можна розташувати над силовими шинами. Закріплюються транзистори на радіаторі за допомогою гвинтів та пріжин. Іноді для покращення теплового контакту між
Корпусами радіаторів використовується наступна технологія: транзистори кріпляться своїми тепловідвідними пластинами до загальної смуги з міді (або її сплавів), а вона, у свою чергу, пригвинчується до радіатора, попередньо змащеного в місці контакту пастою теплопровідною. І, звичайно, слід забезпечити електричну ізоляцію окремих груп транзисторів, щоб уникнути коротких замикань у тих місцях, де вони за електричною схемою не повинні існувати.
На рис. 2.1.17 наведено зовнішній вигляд варіанта конструктивного вузла трифазного керованого моста, що складається з паралельно включених транзисторів MOSFET, а на рис. 2.1.18 – електрична схема з'єднання транзисторів. Радіатор має наскрізні канали, якими він примусово продувається потоком повітря.
