Якісний буферний каскад на транзисторах. Мікропроцесори та мікроконтролери

Вітання! Продовжуємо тему, підняту в моїй статті.
На датагорському форумі Володимир ( vol2008) порушив тему підсилювача ретро-структури і запропонував свій варіант буферного каскаду для кінцевого підсилювача .

Я також пропоную варіант буферного каскаду з псевдодвотактним повторювачем.

Можливі варіанти реалізації буферних каскадів

наведено на рис. 1а-р.

Мал. 1. Варіанти буферного каскаду для підсилювача потужності:
а) емітерний повторювач; б) емітерний повторювач з динамічним навантаженням,
в) псевдодвотактний емітерний повторювач на транзисторах однієї структури,
г) псевдодвотактний емітерний повторювач на комплементарних транзисторах

Емітерний повторювач з резистором в ланцюзі емітера (рис. 1а) має недолік, який полягає в тому, що при збільшенні амплітуди вхідного сигналу обмеження однієї напівхвилі сигналу може наступати раніше, ніж інший.

Під час позитивної напівхвилі вхідного сигналу струм емітера VT1 ділиться між опорами в емітер Rе і в навантаженні Rн. Під час негативної напівхвилі струм через Rн протікає у протилежному напрямку.

Щоб уникнути обмеження, струм емітера транзистора VT1 завжди повинен бути більшим за нуль.

Неважко показати, що максимальна пікова амплітуда вихідного сигналу пов'язана з напругою на емітері Uе та опорами навантаження Rн та емітера Rе наступним чином:
Uвихмакс=UеRн/(Rе+Rн).

Для схеми показаної на рис. 1а отримуємо:
Uвихмакс = 7,5 · 0,62 / (0,62 +1,1) = 2,7 Ст.

Усунути нестачу емітерного повторювача з резистивним навантаженням та додатково знизити спотворення дозволяє використання активного навантаження у ланцюгу емітера (рис. 1 б). Частково недолік простого емітерного повторювача залишається і тут: при позитивній напівхвилі вхідного сигналу струм видається не тільки в навантаження, але і джерело струму.

Істотно зменшити всі види спотворень, а також вихідний опір дозволяють псевдодвотактні повторювачі. Тут як емітерне навантаження застосовується керований генератор струму, що утворює для другого плеча зустрічну динамічну навантаження, рис. 1в.

Зображена на рис. 1в схема – перенесення патенту лампового повторювача сорокових років минулого століття на транзисторну схемотехніку.

Оскільки транзисторна схемотехніка, на відміну ламп, використовує транзистори двох типів провідності, можна модифікувати цю схему, в результаті отримаємо комплементарний псевдодвотактний повторювач, рис. 1 р. Цю схему вдало застосував Володимир ( vol2008).

Низький вихідний опір схем, показаних на рис. 1в та рис. 1 г, а також менші спотворення порівняно зі схемами, зображеними на рис. 1а та рис. 1 б, позитивно позначаються на звуковідтворення.

Мал. 2. Принципова схема буферного каскаду
з псевдодвотактним повторювачем

Струм колектора транзистора VT1 (VT5) задається резистором R5 (R11) і становить I0 = Uбе / R5 = 0,2 мА, де Uбе = 0,66 - напруга база-емітер транзистора VT3 (VT4).

Джерела струму виконані на транзисторах VT2 (VT6), ланцюги баз транзисторів живляться від загального параметричного стабілізатора напруги HL1, R8, C3 через резистори R7 та R9 відповідно. Струм джерела струму дорівнює 10 мА.

Протифазний сигнал з резистора R4 (R10) через розділовий конденсатор C2 (C4) надходить на базу транзистора джерела струму VT2 (VT6), чим забезпечується активний режим роботи повторювача на обох напівхвилях вхідного сигналу.

--
Дякую за увагу!
Ігор Котов, головний редактор журналу "Датагор"

Список згаданих джерел

1. Мосягін В. // Журнал практичної електроніки «Датагор», 2016.
2. Мосягін В.,

БУФЕРНИЙ ПІДСИЛЮВАЧ, ІНТЕГРАТОР, КОМПАРАТОР, СУМАТОР, ЛІМІТЕР...Ці слова нерозривно вже пов'язані з аудіоапаратурою і, хоча на перший погляд між ними немає ні чого спільного, насправді вони мають спільний "робочий інструмент" - операційний підсилювач (ОУ).

Для того, щоб зрозуміти яку роль виконує ОУ, варто розібратися, що це власне таке.
По суті це набір транзисторів, з'єднаних певним чином і п'ятиполюсник, що представляє собою, виконує функції підсилювача постійної напруги. На малюнку 1 показано кілька найпопулярніших позначень ОУ:

Малюнок 1

Як і належить, зліва знаходяться входи підсилювача, їх два - один інвертуючий, тобто. напруга на виході матиме протилежну фазу, ніж цьому вході, другий не инвертирующий, тобто. вихідний сигнал співпадатиме по фазі з вхідним. Справа знаходиться вихід підсилювача, вгорі та внизу висновки для подачі на ОУ напруги живлення, зазвичай вгорі "+Uіп", внизу "-Uіп".

Крім цього підсилювач є диференціальним, тобто. посилюється тільки різниця напруг на інвертуючому та не інвертуючому входах. У принципі це пояснюється навіть логічно, без аналізу принципової схеми. Якщо на не інвертуючому вході напруга становить 5 В, а на інвертуючому 3 В, то оскільки фаза входу, що інвертує, змінюється на протилежну, то буде справедливо з 5 вольт відняти 3 вольта. Отже вхідна напруга становитиме 2 В і саме ця напруга посилюватиметься операційним підсилювачем.
Спочатку ОУ проектувалися для виконання математичних дій в аналогових обчислювальних машинах і, звичайно ж, виглядали дещо інакше:

Рисунок 2. Один із перших операційних підсилювачів

Однак з розвитком мікроелектроніки ОУ кардинально змінили свій зовнішній вигляд та розміри до таких величин, що корпус DIP-8 виглядає гігантським:

Рисунок 3. Зовнішній вигляд сучасних ОУ для поверхневого монтажу порівняно із DIP-8

Залишилося з'ясувати, що ж усередині цього пристрою, оскільки як і позначається, і як виглядає вже трохи зрозуміло. Принципова схема операційного підсилювача К140УД1 наведено малюнку 4.

Малюнок 4

Для більшої наочності змоделюємо цю схему в симуляторі, щоправда, номінали резисторів довелося підбирати досвідченим шляхом, проте від схеми вдалося домогтися працездатності:

Малюнок 5. Принципова схема моделі к140УД1

Якщо спочатку це підсилювач постійної напруги, то досліди слід почати саме з постійної напруги. Для цього додамо до схеми два джерела постійної напруги та охопимо підсилювач НЕГАТИВНИМ ЗВОРОТНИМ ЗВ'ЯЗКОМ (ООС).

Малюнок 6. Перевірка працездатності ОУ посилення напруги.

Тепер виставимо на джерелі V4 напругу 0,5 В і запустимо РОЗРАХУНОК ПО ПОСТОЯНОМУ СТРУМУсимулятор. В результаті виходить наступна картина:

Малюнок 7. Карта напруги.

Тепер трохи докладніше. Майже у всіх підручниках написано, що коф посилення ОУ в " прямому " включенні, тобто. коли сигнал подається на вхід, що не інвертує, пропорційний відношенню резисторів ООС плюс одиниця. У нашому випадку це буде R17/R18+1=1,02+1=2,02. Звідки вилізло 0,02?Справа в тому, що К140УД1 має досить низький вхідний опір, і для отримання необхідної точності довелося зменшити R18 до 9,76 кОм.

Тоді не зрозуміло – на вході 0,5 В та на виході практично 0,5 В, де посилення?Тут слід давати поправку, що 0,5 на вході суматора, але не на вході ОУ, яким є база транзистора Q1, а на базі 0,24 В. А раз так, то якраз і виходить 0,24 х 2,02 = 0,4848 В. За показаннями симулятора 0,496 В, що знову ж таки є неточністю нашої моделі, втім і сам оригінал К140УД1 мав непоганий розкид параметрів.

Але якщо вхідна напруга 0,5, то чому на базі Q1 половина цього значення?Напруга на V5 дорівнює нулю, отже, R16 і R15 утворюють дільник напруги, а оскільки номінали однакові, то і напруга буде ділитися на два, очевидно, струм бази Q1 внесе свій внесок. Ось і виходить 0,24 на вході ОУ.

Однак це тільки наслідки роботи каскадів даної схеми, торкнемося трохи причин:
Як тільки на базі Q1 з'являється напруга, що відрізняється від нуля, у нашому випадку це 0,24 В, Q1 починає відкриватися, що веде, у свою чергу, до зменшення напруги на колекторі. Зменшення напруги на колекторі Q1 знижує струм, що протікає через базу Q6, і він починає закриватися, внаслідок чого на його колекторі збільшується напруга, яка через емітерний повторювач на Q7 збільшує напругу на емітерному повторювачі на Q9 і напруга на виході ОУ (точка OUT) починає збільшуватися.

Збільшення напруги на виході ОУ збільшує напругу в точці з'єднання R17 і R18, а ця точка з'єднана з базою Q2, яка є входом, що інвертує нашого ОУ (рисунок 6). Q2 починає відкриватись і на його емітері збільшується напруга. Це тягне закриття транзистора Q1 і далі за схемою впливає на наступні каскади. Транзистор Q1 прикривається рівно стільки, щоб з урахуванням Q2 сформувалося напруга максимально наближене до напруги з урахуванням самого Q1, а величина цього напруга залежить від номіналів резисторів R17 і R18. Чим менше R18, тим більша напруга має сформуватися на виході ОУ, щоб відновити баланс базових струмів каскаду Q1 і Q2. Якщо ж опір R18 не змінювати, а збільшувати R17 точно так само потрібно збільшення вихідної напруги ОУ, оскільки на Q17 знову падатиме досить велика напруга.
Тепер залишилося збільшити напругу на джерелі V5 і переконається, що величини напруги дійсно сумуються.

Малюнок 8. Математичне складання двох доданків V4 і V5.

Як видно з малюнка при двох складових V4 і V5 по 0,5 на виході суматора вийшла сума, що дорівнює одному вольту, тобто. математичну дію виконано правильно.
Для більшої наочності відійдемо від антикварного К140УД1 та змоделюємо суматор для трьох доданків на базі широко поширеного ОУ TL071. В результаті виходить наступний "калькулятор":

Малюнок 9. Математичне складання трьох доданків.

Тут слід звернути увагу до номінали резисторів ООС. Різниця номіналів майже удвічі, тобто. коф посилення ОУ становитиме R5/R4+1=3. ЧОМУ? На минулій схемі коф посилення становив 2, а тут 3?У минулій схемі доданків було ДВА, тому і вхідних дільників було два (R15 і R16 малюнок 6), отже, початкова вхідна напруга поділялася на два і для відновлення значень його потрібно було подвоїти. У схемі малюнка 9 доданків ТРИ, отже, вхідний дільник ділить значення на три і відновлення необхідно потроєння. Для більшої достовірності подивимося на суматор з чотирма доданками і вже самостійно прорахуйте коф посилення, що вийшов:

Малюнок 10. Суматор чотирьох доданків.

А яке, власне, відношення до звукотехніки має ЕТА математика?
Найпряміше. У звукотехніці напруга, звичайно ж змінна, проте в будь-який, дуже короткий, проміжок часу його можна розглядати як постійну напругу, отже, математична обробка сигналу за допомогою ОУ цілком прийнятна:

Малюнок 11. Подання змінної напруги як постійного.

Виходячи з того, що змінна напруга у певний момент часу можна розглядати як постійну, вводиться додаткове поняття. Миттєве значення напруження, так само можна апелювати миттєвими значеннями струмів і потужностей. Як буде виглядати це насправді показано на малюнку 12:

Малюнок 12. Суматор чотирьох аналогових доданків.

Тут є 4 джерела синусоїдального сигналу V1-V4, напруги яких підсумовуються резисторами R1-R4 і вирівнюються амплітудою ОУ Х1. Вихідний сигнал суматора, залежно від вхідних, показаний на малюнку 13:

Рисунок 13. Залежність вихідного сигналу від вхідних.

І яка практична користь від цього суматора?Якщо цей суматор трохи доопрацювати, то у фіналі виходить найпростіший чотирьох входовий МІКШЕР, причому кількість входів може бути різною - від двох до двадцяти:

Рисунок 14. Принципова схема чотирьох вхідних мікшерів.

У цій схемі конденсатори С1-С4 виконують роль розділових і запобігають проникненню на вході ОУ постійної напруги від джерела, що іноді трапляється. Як ОУ у цій схемі виступає TL071, проте може використовуватися практично будь-який із сучасних ОУ - для апаратури середньої цінової категорії їх параметрів цілком вистачає. Змінними резисторами Х1-Х4 регулюється рівень кожного із вхідних сигналів, що дозволяє оперативно змінювати гучність будь-якого із вхідних джерел.

Як джерело живлення виступає два джерела по 15, з'єднаних послідовно. Точка з'єднання з'єднується із загальним проводом та щодо неївиходить дві напруги щодо загального дроту - ПЛЮС П'ЯТНАДЦЯТЬ і МІНУС П'ЯТНАДЦЯТЬ вольт. Таке подвійне джерело називається джерелом двополярної напруги і зазвичай величини плюсового та мінусового проводів однакові.

Однак ОУ може бути запитане і від одного джерела, але не варто забувати про те, що у тих документації на ОУ зазвичай вказується величина двополярного джерела напруг і позначається мінімальне та максимальне значення, наприклад Uіп хв ±5, Uіп макс ±20 В.Це означає, що ОУ працездатний при двополярному живленні в діапазоні напруг ±5...±20, проте при живленні від однополярного джерела діапазон напруг буде виглядати +10...+40 В.

Малюнок 15. Варіанти харчування ОУ.

Живлення від двополярного джерела трохи краще - дещо спрощується схемотехніка, оскільки прив'язка входів відбувається або "автоматично", як у схемі малюнка 14, де нульова напруга на вході ОУ формується нижніми висновками змінних резисторів, або нуль на вході формується окремим постійним резистором, підключається до загального дроту, а другий висновок до входу ОУ, який зазвичай не інвертує. Таким чином, на виході ОУ задається початкова напруга, якщо не враховувати дрейфи, що дорівнює нулю.

При однополярній напрузі живлення вихідна напруга ОУ не може бути негативною, проте їй необхідно посилювати обидві напівхвилі синусоїди і позитивну, і негативну. Для вирішення цієї проблеми формують віртуальний нуль для ОУ. Зазвичай це два послідовно з'єднаних резистора підключених між клемами живлення, а сформована в точці з'єднання резисторів половина напруги живлення і виступає в ролі віртуального нуля (рисунок 16).

Рисунок 16. Живлення ОУ від однополярної напруги.

R1 і R4 формують половину напруги живлення, R3 необхідний для зменшення впливу вхідного сигналу напруга, що формується, а так само для збільшення вхідного опору пристрій, оскільки С2, покликаний зменшувати імпульсні перешкоди і пульсації живлення на віртуальному нулі буде так само впливати і на вхідну змінну напругу. С1 служить роздільним конденсатором, що відокремлює постійну складову на вході ОУ від джерела, адже мається на увазі, що джерело видає змінну напругу. R5 і R2 формують ООС і в даному підсилювачі коф посилення дорівнює R5 / R2 + 1 = 30к / 10к + 1 = 4. С3 служить роздільним конденсатором між виходом ОУ та навантаженням.

Порівнюючи малюнки 14, 15 і 16 стає ясно, що ОУ може обходитися без ЗАГАЛЬНОГО дроту, оскільки вихідна напруга повністю залежить від напруги на його входах, отже для отримання на виході нульової напруги при двополярному живленні і половини напруги при однополярному необхідно "прив'язати" не інвертуючий вхід підсилювача до нуля чи половини напруги живлення. Тільки цьому випадку буде виключено не санкціоноване зміна постійної складової вихідного сигналу, оскільки зміна вхідного сигналу відбуватиметься щодо напруги цієї " прив'язки " , тобто. Загальний провід для двополярного живлення та половина напруги живлення при однополярному живленні виступатимуть у ролі опорної напруги. Подібний стан справ наводить на думку, що для коректної роботи ОУ "чистота" опорної напруги стає пріоритетною. При розведенні друкованої плати необхідно враховувати важливість цих опорних напруг та виключити вплив на дані провідники зовнішніх факторів, таких як наведення силової частини, протікання через них струмів від конденсаторів фільтрів живлення, оскільки всі зміни опорної напруги призведуть до змін вихідного сигналу ОУ, тобто. під опорну напругу на платі повинен бути виділений окремий провідник і він повинен використовуватися тільки як опорна напруга для ОУ або групи ОУ, і н е для яких інших цілей .

Принцип роботи конденсатора можна пояснити двома способами:
При вхідному змінному напрузі рівним нулю конденсатор заряджений до половини напруги живлення. При появі позитивної напівхвилі конденсатор починає дозаряджатися і через нього починає протікати струм, а оскільки R6, що виступає в ролі навантаження, з'єднаний з С3 послідовно, то через нього починає протікати струм, причому напрям струму буде зверху вниз. Як тільки позитивна напівхвиля пройде свій пік і її величина почне зменшуватися конденсатор почне розряджатися. Це спричинить знову перебіг струму, але вже у зворотному напрямку. Таким чином, на R6 сформується змінна напруга.

Другий спосіб пояснення прив'язаний до опору елементів електричного струму. Для постійного струму опір конденсатора дорівнює нескінченності (крім струмів витоку), тоді як змінного струму величина опору конденсатора вже має якесь значення і це залежить від ємності конденсатора і від частоти струму. Оскільки опір змінюється залежно від будь-яких умов, то необхідна формула для обчислення який саме опір має елемент за певних умов, а оскільки опір змінюється, то на відміну його від опору резисторів, вводиться поняття як РЕАКТИВНИЙ Опір, що обчислюється за формулою , де ПІ, є число ПІ, F-частота в Герцах, С - ємність конденсатора у Фарадах. Виходячи з цієї формули не важко підрахувати який буде опір у конденсатора С3, малюнку 16 при крайніх частотах звукового діапазону, а саме на частоті 20 Гц реактивний опір конденсатора 47 мкФ дорівнюватиме 169 Ом, а на частоті 20 кГц - 0,17 Ома. При опорі навантаження 2 кОм 169 Ом будуть вносити незначне послаблення сигналу:

Малюнок 17. Ослаблення змінної напруги реактивним опором С1.

Таким чином, з математичної точки зору на опорі навантаження R6 малюнка 16 постійної напруги не буде, оскільки для постійного напруга опір С3 дорівнює нескінченності, а для змінного опір зменшується з 169 до 0,17 Ом в звуковому діапазоні.

Отже, зниження реактивного опору ємність роздільного конденсатора слід брати якнайбільшої?Не зовсім. Наприклад, варіюючи ємністю вхідного конденсатора можна організувати невеликий фільтр інфранізких частот, наприклад при ємності роздільного конденсатора С1 22 мкФ, буферного підсилювача на ОУ Х1 АЧХ підсилювача набуває форми синьої лінії, а при С1 рівним 2,2 мкФ - червоної. З малюнка видно, що незважаючи на невеликий завал в області 20 Гц все, що нижче, досить успішно обрізається, тим самим оберігаючи низькочастотний динамік від навантаження.

Малюнок 18. Вплив ємності роздільного конденсатора на АЧХ підсилювача.

Крім цього використання властивостей конденсатора змінювати свій опір дозволяє будувати різні фільтри, а для цього певним чином з'єднують резистори на вході ОУ і тоді він виступає в ролі компенсатора падіння напруги, або у зворотному зв'язку ОУ, і тоді ОУ змінює власну коф посилення залежно від частоти .

Але перед розглядом фільтрів слід повернутись до згаданого БУФЕРНОМУ ПІДСИЛЮВАЧУ. Насправді буферний підсилювач являє собою проміжний підсилювач, що має рівну АЧХ, бажано наявність регулювання коф посилення. Введення у схему буферного підсилювача зазвичай є обґрунтованим, якщо підсилювач має вихідну потужність 200 і більше Вт. У цьому випадку власна коф посилення підсилювача потужності має бути досить високою, оскільки вихідна напруга попередніх підсилювачів нормована і становить 0,75 або 1 В, а для потужності 200 Вт вже необхідне напруга амплітудою порядку 40 В (28 В діюче значення), тобто . підсилювачу необхідно посилити сигнал у 28 разів, а це 32 дБ.

Ні для кого не секрет, що чим більше власний кф посилення підсилювача, тим більші спотворення він видає, отже для зниження спотворень необхідно знизити коф посилення, а для отримання тієї ж потужності необхідно збільшити амплітуду вхідного сигналу. Для вирішення цього завдання якраз і використовується буферний підсилювач.

Схемотехніка буферних підсилювачів досить проста - зазвичай це типове включення ОУ, охопленого ООС, причому регульованої. Живлення ОУ зазвичай здійснюється від того ж джерела, що і сам підсилювач, тому для отримання необхідної для роботи ОУ напруги ±15 використовують параметричні стабілізатори, але для початку розглянемо схему з живленням від окремого джерела:

Рисунок 19. Принципова схема буферного підсилювача із живленням від окремого джерела.

Насамперед слід звернути увагу на відсутність розподільного конденсатора на виході підсилювача - він не потрібен, оскільки стоїть конденсатор на вході самого підсилювача потужності. Підсилювач має невеликі завали на краях звукового діапазону, але незважаючи на крутість ліній, що здається, це завал всього на 0,1 дБ при кофе посилення 15 дБ, що більш ніж прийнятно:

Малюнок 20. АЧХ буферного підсилювача на ОП TL071 від TI.

Рівень THD також не великий:

Рисунок 21. Рівень THD для підсилювача на ОП TL071

Тут 1,2 m означає, що це миллипроценты, тобто. це 0,0012%. До речі, що ця величина безпосередньо залежить від використовуваного ОУ. Нижче наведені такі ж графіки для того ж буферного ОУ, але вже з використанням NE5534 та AD744:

Рисунок 22. Рівень THD для ОУ NE5534 (нагорі, на жовтому фоні)
та AD744 (внизу, на зеленому тлі)

Як видно з графіків, рівень THD знижується в рази, тому при виборі ОУ слід враховувати цей фактор і перед встановленням детальніше вивчити властивості запланованого ОУ. Наприклад NE5534 має біполярний вхід, що знижує його вхідний опір, але має більшу здатність навантаження, що дозволяє йому стійко працювати на інвертуючі підсилювачі потужності з великим власним коф посилення.

Для наочного прикладу використовуємо базову схему підсилювача Холтона:

Рисунок 23. Принципова схема підсилювача потужності Холтона

Рівень THD у цьому варіанті досягає 0,03%, при кофе посилення 32 дБ.

Малюнок 24.

Тепер "прикрутимо" до підсилювача буферний підсилювач і ще раз перевіримо рівень THD:

Малюнок 25. Підсилювач Холтона з буферним ОУ на TL071

Рисунок 26. Рівень THD із буферним ОУ на TL071.

Як видно з графіка, рівень THD знизився практично в 3 рази (!) і це при використанні звичайного ОУ TL071. Однак якщо ще знизити коф посилення самого підсилювача і збільшити коф посилення буферного підсилювача, а замість TL071 використовувати AD744 рівень THD можна знизити ще в 2 рази.

Рисунок 27. Рівень THD під час використання AD744.

Тепер детальніше розглянемо схему малюнка 25:
С3 та С6 це електролітичні конденсатори, що фільтрують низькочастотну складову живлення, а С4 та С5 - плівкові, що фільтрують ВЧ;
D1 та D2 - стабілітрони на 1,3 Вт, 15 В;
R3 мається на увазі підстроювальним резистором, що дозволяє оперативно змінювати коф посилення буферного ОУ;
С7 - коригуючий конденсатор, що кардинально знижують коф посилення ОУ на ультразвуку і надає стійкість (знижує схильність до збудження) буферному підсилювачу;
R17 і R20 змінені в порівнянні з аналогічними схеми 23, оскільки саме вони відповідають за власну коф посилення підсилювача потужності;
резистори R4 і R5 виконують роль струмообмежувальних (балласних) резисторів для параметричного стабілізатора і чим вище напруга живлення самого підсилювача, тим більші номінал вони повинні мати і тим більше тепла вони будуть розсіювати. Номінал резисторів слід вибирати таким чином, щоб на стабілітронах D1 та D2 розсіювалося 0,1...0,15 Вт. Це гарантуватиме, що напруга, що стабілізується, не зміниться у разі провалів напруги живлення і не залежатиме ні від споживаного струму самого ОУ, ні від споживаного струму, що віддається ОУ в навантаження. Номінали баластових резисторів для різних напруг живлення підсилювачів зведені в таблицю:

НАПРУГ ХАРЧУВАННЯ УМЗЧ, В	НОМІНАЛИ СТРУМООБМЕЖУЮЧИХ (БАЛАСТНИХ) РЕЗИСТОРІВ
	560...620 Ом 0,25Вт
	1,5...1,7 ком 0,5Вт
	1,7...2,2 ком 1Вт
	2,2...2,7 ком 1Вт
	3,3...3,6 ком 1Вт
	4,3...4,7 ком 1Вт
	5,1...5,6 ком 1Вт
	6,2...6,8 ком 2Вт
	6,8...7,5 ком 2Вт

Відразу слід додати, що і стабілітрони і баластові резистори гріються, отже на друкованій платі необхідно передбачити більші контактні майданчики під ці елементищоб вони виступали в ролі невеликих тепловідводів. Так само більший контактний майданчик набагато надійніший для елементів, що гріються, і ймовірність відходу від елемента припою з часом сильно зменшується.

Закінчуючи тему буферних підсилювачів залишилося лише помітити, що коли вже поставлено ОУ, то ньому можна організувати додатковий вузол, званий лімітером. ЛІМІТЕР - модуль вимірює піковий рівень вихідного сигналу і на підставі цих вимірів регулює коф посилення використовуваного ОУ, що виключає появу кліпінгу на виході підсилювача. В апаратурі магнітного запису щось схоже називалося АВТОМАТИЧНИМ РЕГУЛЯТОРОМ РІВНЯ.
Основна проблема при створенні лімітера це вибір постійного часу для реакції лімітера, оскільки занадто швидка реація досить сильно змінюватиме динамічний діапазон звукового сигналу, а якщо вона буде занадто великий, то лімітер не встигне обробити вхідний сигнал і "пропустить" кліпінг. На малюнку 28 наведено фрагмент схеми лімітера, організованого з урахуванням буферного ОУ, тобто. це "доведена" схема малюнка 25:

Рисунок 28. Організація лімітера.

Схема спеціально організована найпримітивнішим чином - сигнал з виходу підсилювача подається на праве виведення резистора R52, далі він випрямляється діодним мостом на діаодах D12, D13, D17, D18 і подається на обмежувач амплітуди D14 і D15. Напруги стабілітронів D14 і D15 вибирається приблизно на 5...8 У менше, ніж максимальна вихідна напруга підсилювача потужності, а R50 обмежує струм, що протікає, і спільно з С20 утворює час, що задає ланцюжок часу реакції лімітера, тобто. як швидко лімітер знизить коф посилення буферного підсилювача з появою максимальної амплітуди сигналу. Час, через який лімітер "поверне" початковий коф посилення буферному ОУ залежить від ємності С20 та опору R51. D16 захищає лампу оптрона АОР124 від перегорання підвищеною напругою. Лампа HL1 "світить" на фоторезистор оптрона R49, який при освітленні зменшує свій опір, істотно зменшуючи коф посилення буферного ОУ.

На жаль оптронів ЛАМПА-ФОТОРЕЗИСТОРне так багато, і взаємозамінність у них не дуже хороша, так що краще пошукати оптрони саме цієї серії, причому краще з буквою Б на кінці, тобто. АОР124Б - при включеній лампі опір фоторезистора знижується до 360 Ом, а в інших цієї серії до 1,2 кОм, хоча цього достатньо для даного лімітера.

Однак ОУ хороші не тільки в буферних підсилювачах – використовуючи набори резисторів та конденсаторів на них можна побудувати і регулятори тембру, причому і багато смугових еквалайзерів, і фільтри тільки для певного діапазону частот. Наприклад розглянемо схему малюнка 29:

Малюнок 29. Фільтр високої частоти.

R1 і С2 утворюють фільтр першого порядку, принцип якого краще пояснити через реактивний опір - при досягненні певної частоти реактивний опір почне зменшуватися і як воно стане значно менше R1 амлітуда вхідного сигналу теж почне зменшуватися. Для перевірки візьмемо АЧХ цієї схеми, намальовану симулятором:

Малюнок 30.

Тепер перерахуємо реактивний опір С1 для частот, показаних на графіці вище. Згин лінії АЧХ починається приблизно на 2 кГц, для цієї частоти реактивний опір С2 становитиме 169 кОм, по відношенню до 22 кОм R1 це починає відчуватися. На частоті 24,1 кГц опір С2 становитиме 14 кОм і це вже менше опору R1 в 1,6 рази, отже напруга теж має зменшитися в 1,6 рази, що власне і відбувається при напрузі в 1,22 на низькій частоті 500 Гц на частоті 24 кГц амплітуда зменшилася до 0,75, тобто. в ті ж 1,6 рази.

Тепер додамо ще одну, таку саму ланку, як R1-С2, і отримаємо фільтр другого порядку:

Малюнок 31. Фільтр другого порядку

Малюнок 32. АЧХ фільтр другого порядку.

Як видно з малюнка вихідної напруги на низьких частотах знизилося, буквально на 0,2 В, а ось на високій частоті завал відбувається значно інтенсивніше - тепер на частоті 24 кГц вихідна напруга становить 0,3 В, що більш ніж у 2 рази менше, ніж у попередньому фільтрі. Для більшої наочності переведи ці значення в дБ, оскільки людське вухо рівень гучності сприймає за логарифмічним законом, і АЧХ фільтра втрьох порядку набуває наступного вигляду:

Малюнок 33. АЧХ фільтра другого порядку дБ.

З графіка тепер видно, що на частоті 24 кГц завал АЧХ становить 10 дБ, тобто в 3 рази нижче низькочастотного. Добротність цього фільтра, тобто. залежність на скільки зменшиться коф посилення в залежності від зміни частоти, становить 5 дБ на октаву. Октава - музичне поняття, що означає, що частота змінилася у 2 разу. В даному випадку за відрізок для розрахунків були взяті частоти 10 кГц та 20 кГц, м на цій ділянці амплітуда зменшилася на 5,2 дБ.
Розглянемо ще один приклад - фільтр третього порядку, тобто. містить 3 однакових вузла:

Малюнок 34. Фільтр третього порядку.

Малюнок 35. АЧХ фільтр третього порядку.

У цьому фільтрі "завал" АЧХ відбувається 7,5 дБ октаву, тобто. зменшення амплітуди відбувається набагато інтенсивніше.

За цим принципом можна організовувати фільтри низьких частот:

Малюнок 36. Фільтр низьких частот

Малюнок 37. АЧХ фільтра низьких частот

Дані фільтри зазвичай використовуються у повних підсилювачах потужності для обмеження країв звукового діапазону, де зазвичай "селяться" неприємні перешкоди Однак, використовуючи схемотехніку фільтра високих частот, можна організувати фільтр НЧ для сабвуфера:

Малюнок 38. Фільтр для сабвуфера

Малюнок 39. АЧХ фільтр для сабвуфера

Незважаючи на повну працездатність даного фільтра, рекомендувати його використання було б не зовсім коректно. у нього немає обмеження в галузі інфранізких частот, а це збільшує шанс перегріву котушки динамічної головки або її механічне пошкодження від ударів об магнітну систему.

Тепер як фільтр розглянемо наступну схему:

Малюнок 40.

Тут ОУ включений через вхід, що інвертує, причому ООС ОУ містить RC ланцюжки, які однозначно будуть впливати на АЧХ даної схеми. Також схема містить змінний резистор Х1, при середньому положенні движка якого компоненти ООС і вхідного ланцюга робляться повністю симетричними, що дає право припустити, що ООС компенсує зміни АЧХ, які внесуть вхідні елементи. На схемі ліворуч від движка написано номінал резистора, у разі це 100 кОм, а справа - становище движка у відсотках щодо його повного ходу, тобто. 50 означає, що двигун знаходиться посередині. Для перевірки суджень про АЧХ подивимося на АЧХ даної схеми, сформованої симулятором:

Малюнок 41.

Справді - червона лінія, що відображає форму АЧХ, практично йде за нульовою позначкою. Тепер пересунемо двигун змінного резистора у бік R2:

Малюнок 42.

Як видно з малюнка підсилювач почав посилювати певну ділянку АЧХ, розташовану в районі 40 Гц і це говорить про те, що реактивний опір конденсаторів С2 і С3 змінюється на стільки, що починає впливати на ООС, причому форма отриманої АЧХ нагадує форму АЧХ LC резонансного контуру Однак тут немає індуктивностей, отже резонанс як такий не можливий. Для визначення частоти сплеску вводиться додаткове поняття – КВАЗІРЕЗОНАНС. Квазірезонанс може викликати як сплеск АЧХ вгору, так і завал вниз - достатньо перевести двигун змінного резистора в бік R4:

Малюнок 43

Використовуючи цей фільтр, вже можна створити повноцінний фільтр для сабвуфера, оскільки він має хороше обмеження у сфері інфранізких частот. Єдине, що може знадобитися, так це змінити номінал частотозадаючих конденсаторів, оскільки добротність у фільтра виходить досить висока. В результаті виходить наступна схема та її АЧХ:

Малюнок 44

Використовуючи кілька фільтрів, включених паралельно, але мають різні частотозадаючі конденсатори, можна побудувати еквалайзер - регулятор тембру, що проводить регулювання в чотирьох і більше ділянках АЧХ (смугах). На малюнку 45 наведено схему подібного еквалайзера на 8 смуг:

Малюнок 45. Принципова схема еквалайзера на 8 смуг.

Однак це далеко не єдиний спосіб побудови еквалайзерів із використанням ОУ. На малюнку 47 наведено схему повністю пасивного еквалайзера, в якому ОУ виконують роль буферного підсилювача (Х1) і компенсатора втрат (Х2).

Рисунок 46. Принципова схема пасивного еквалайзера
опублікованого в журналі РАДІО у вісімдесятих роках.

Іноді для побудови еквалайзерів на базі ОУ використовують окремі смугові фільтри, включені до ООС іншого ОУ Це дозволяє зменшити вплив смуг один на одного, а також у широких межах змінювати величини підйому-завалу ділянки АЧХ обраної смуги:

Малюнок 47.

Однак при побудові стереофонічного еквалайзера бажано щоб обидва канали були ідентичні один одному, а це вимагає використання резисторів і конденсаторів без розкидання параметрів. Знайти такі дуже важко, тому доводиться підбирати і резистори та конденсатори. Позбутися цієї неприємності дозволить зміна схемотехніки смугових фільтрів, а саме використання фільтрів, що регулюються. У вісімдесятих роках у РАДІО була опублікована схема подібного еквалайзера на базі К157УД2. Використання саме цих ОУ було обґрунтовано тим, що вони здвоєні. Однак на сьогодні не дефіцитні мікросхеми, що містять у своєму корпусі 4 ОУ, тому збільшення кількості ОУ для регульованих фільтрів практично не позначиться на збільшенні кількості мікросхем. Схема еквалайзера на п'ять смуг на базі регульованих фільтрів наведена на малюнку 48, причому даний еквалайзер може легко розширюватися до 15 смугового:

Малюнок 48.

До речі сказати – все пропоновані вище еквалайзери були з графічних розрядку, тобто. при використанні повзункових змінних резисторів біля кожного двигуна нанести градуювання, то за положенням двигуна резистора можна судити про форму АЧХ:

Малюнок 49. Передня панель графічного еквалайзера ПРИБУДОК Е024С

Однак є ще один різновид еквалайзерів - параметричні. Дані еквалайзери дозволяють впливати не тільки на підйом-завал АЧХ на певній ділянці, але й переміщувати цю ділянку і регулювати добротність.

Рисунок 50. Передня панель параметричного еквалайзера Klark Teknik DN410

У побуті такі еквалайзери використовуються дуже рідко, проте саме вони дозволяють більш точно відкоригувати АЧХ залежно від необхідності.

Йдеться власне про параметричні еквалайзери зайшла тому, що схема малюнка 48 дозволяє трансформувати даний еквалайзер в параметричний, для чого необхідно підстроювальні резистори смугових фільтрів замінити на послідовно з'єднаний резистор меншого номіналу і змінний резистор, виведений на передню панель.

З іншого боку ніхто не забороняє використовувати одну смугу даного еквалайзера для виділення та посилення вузької ділянки АЧХ, яка якраз і необхідна для створення багатофункціонального фільтра для сабвуфера, до якого залишається тільки додати фазообертач, щоб усунути зміну фази, що відбувається в самому фільтрі. В результаті виходить наступна схема фільтра для сабвуфера:

Малюнок 51. Принципова схема сабвуферного фільтра

На рисунках 52 та 53 наведено зміни форми АЧХ залежно від регулювання частоти та добротності:

Рисунок 52. Зміна частоти фільтра для сабвуфера

Рисунок 53. Зміна добротності фільтру для сабвуфера.

Усі розглянуті раніше варіанти застосування ОУ грунтувалися на використанні ООС - негативної зворотний зв'язок. Однак ОУ може бути охоплений і позитивним зворотним зв'язком - ПІС, тобто. зворотний зв'язок заводиться на НЕІНВЕРТУЮЧИЙ ВХІД. Таке включення дозволяє "оцифровувати" деякі аналогові події, наприклад, при досягненні певної температури має відбутися якась подія, наприклад включитися вентилятор примусового охолодження, а як тільки температура знизиться нижче за певну температуру - вимкнутись. Подібні дії може здійснювати схема управління вентилятором, наведена малюнку 54.

Малюнок 54. Принципова схема керування вентилятором.

На схемі R7 виступає у ролі вентилятора від комп'ютерної техніки, розмір якого і продуктивність, залежать від конструктивного виконання підсилювача. Підстроювальним резистором Х1 регулюється поріг спрацьовування. Резистор R8 служить для включення вентилятора на мінімальних оборотах і має бути потужністю щонайменше 1 Вт, а опір підбирається залежно від продуктивності. Для більшої наочності підключимо до схеми генератор низьких частот з невеликою амплітудою, що імітує зміну R2 в залежності від температури і порівняємо вхідну та вихідну напругу ОУ:

Малюнок 55. Вхідні та вихідні напруги ОУ.

Тут синьою лінією позначено вхідну напругу на вході, що інвертує, червоною на не інвертуючому, а зеленою - на виході ОУ. Оскільки вихідна напруга змінюється, то через резистор R4 вона впливає і на величину напруги на вході, що не інвертує, проте на цьому малюнку залежність змін видно не дуже добре, тому відключимо напругу на виході ОУ і більш уважно розглянемо напруги на входах:

Рисунок 56. Напруга на вході ОУ.

Поки терморезистор R2 холодний його опір велике і на інвертуючому вході напруга буде позитивною, отже напруга на виході ОУ буде максимально наближена до мінусової напруги живлення (синя лінія малюнка 56), а це у свою чергу спричинить появу невеликої негативної напруги на не інвертуючому -0,3 (червона лінія малюнка 56). У міру нагрівання R2 його опір почне зменшуватися, що спричинить зменшення напруги на вході ОУ, що інвертує, а потім перехід в негативне значення.

Як тільки напруга на вході, що інвертує, стане менше, ніж на не інвертує значення напруги на виході ОУ почне збільшуватися, що спричинить збільшення напруги на не інвертуючому вході і різниця напруги на входах ОУ ще більше збільшиться. Оскільки ОУ посилює тільки різницю напруги на інвертуючому і не інвертуючому входах збільшення різниці напруг спричинить ще більше збільшення вихідної напруги на виході ОУ і різниця вхідної напруги стане ще більшою. Таким чином, утворюється лавинний процес, який сприяє майже миттєвому зміні вихідної напруги на виході ОУ, що власне і відбувається на малюнку 56, у точці 1 шкали часу. По закінченні цього процесу на виході ОУ формується напруга, близька за значенням до позитивного джерела живлення, а на вході, що не інвертує, з'являється позитивна напруга дорівнює 0,3 В.

Поява позитивної напруги на виході ОУ відкриває транзистор Q1 (2N5551), який у свою чергу відкриває Q2 (BD139) і вентилятор збільшує оберти до максимальних. До речі, напруга майже 15 В можна подавати далеко не на всі комп'ютерні вентилятори, оскільки не у всіх вентиляторів пристрій керування обмотками двигуна дозволяє працювати на підвищених оборотах. При досягненні максимальних обертів та подальшому збільшенні напруги живлення магнітне поле вклеєних магнітів двигуна вже встигає "проскочити" потрібний датчик Холла і в результаті підвищується вібрація двигуна, падають оберти і різко збільшується нагрівання силових ключів двигуна. Тому, при живленні схеми від напруги ±15 слід передбачити резистор на 0,5 Вт, включений послідовно з вентилятором. Опір цього резистора підбирається таким чином, щоб на вентиляторі було 12-13, зазвичай 5 ... 10 Ом вистачає.

Як тільки почалося охолодження, за логікою, опір терморезистора повинен збільшуватися, але припустимо, що тепловий опір радіатора не дуже хороший і терморезистор продовжує нагріватися, а напруга на вході, що інвертує, продовжує зменшуватися.
Але через якийсь час терморезистор почне охолоджуватися і його опір почне збільшуватися, а напруга на вході, що інвертує, почне збільшуватися, дійде до нуля і перейде в позитивне значення. Як тільки напруга досягне значення, рівного напруги на вході, що не інвертує, і відразу ж почнеться лавинний процес, але вже в негативну сторону - на виході почне зменшуватися провокуючи зменшення напруги на не інвертуючому вході збільшуючи різницю напруг на входу ОУ і врешті-решт максимально наблизиться в напругу мінусової напруги живлення. Що, власне, і відбувається в тимчасовій точці 2, в якій і вимикається вентилятор.

Як видно з графіка перемикання ОУ відбувається не за однієї і тієї ж температури - спочатку має відбутися невеликий перегрів (напруга на терморезисторі має стати менше -0,3 В), по відношенню до встановленої величини, а потім невелике переохолодження (напруга на терморезисторі має перевищити + 0,3).Виходячи з цього, можна побудувати графік, зображений на малюнку 57:

Малюнок 57.

Схема, що вийшла, представляє одну з можливих реалізацій тригера Шміттаабо компаратора, а представлений на малюнку 57 графік є описом петлі Гістерезису, тобто. дану схему можна розглядати як найпростіший аналого-цифровий перетворювач- АЦП.
Окрім контролю за температурою подібні схеми можуть використовуватися для керування другим рівнем живлення в потужних підсилювачах звукової частоти класу Н. Принцип роботи даних підсилювачів заснований на поділі напруги живлення на дві, зазвичай однакові частини, і поки рівень вихідного сигналу менше нижчого живлення кінцевий каскад використовує саме низьковольтне джерело. Як тільки амплітуда вихідного сигналу починає наближатися до величини напруги живлення на кінцевий каскад подається друга частина живлення. Для більш детального розгляду використовуємо підсилювач Холтона:

Малюнок 58. Принципова схема Холтона класі H

У цій схемі як компаратор використовується спеціалізований ОУ LM311, що має на виході транзистор і виведеним емітером і колектором, що значно розширює можливості даної мікросхеми - можливе включення і повторювачем, і виходом з відкритим колектором.

Як тільки напруга на виході підсилювача досягає значення +40 компаратор Х3 змінить напругу на своєму виході і відкриються транзистори Х9 і Х10 і напруга +100 буде подано на стоки транзисторів кінцевого каскаду. Як тільки напруга на виході знизиться нижче 22 компаратор знову змінить свій стан і "другий поверх" живлення буде відключений. Напруги при яких підключається і вимикається "другий поверх" живлення визначається положенням двигуна підстроювального резистора R30, а петля Гістерезиса формується резистором R37 і в цій схемі номінал цього резистора дещо занижений для більшої наочності. При повторенні схеми рекомендується використовувати номінал на 2,2 Мом. Якщо є впевненість у тому, що у Вас ПРАВИЛЬНЕ розведення друкованої плати та ймовірність виникнення імпульсних наведень зведено до мінімуму, то від цього резистора можна взагалі відмовитися – внутрішня структура мікросхеми дозволяє.

Для мінусового плеча відбувається той самий процес, тільки за ним стежить компаратор на X4, а другий рівень живлення підключають транзистори М7 та М8.

Рисунок 59. Управління другим рівнем живлення підсилювача класу H.

Як транзистори для підключення другого рівня живлення на схемі використовуються IRF640 і IRF9640, як найпоширеніші. Резистори R63, R64, R69, R71 використовуються зменшення ударного процесу, який відбувається у момент відкриття транзисторів другого рівня і який неминуче проявляється на вихідному сигналі. Для зменшення цього процесу служать і конденсатори С13 і С14. Якщо проблем з комплектацією немає, то замість пар силових транзистори можна використовувати по одному використовувати більш сильноточні транзистори IRF5210 для плюсового плеча і IRF3710 для мінусового. Резистори на початку необхідно зменшити до 0,1 Ома. Живлення систем управління здійснюється від параметричних стабілізаторів R53-D8-D9 для позитивного плеча живлення і R56-D10-D11 для негативного плеча. Два однакові стабілітрони забезпечують віртуальну середню точку саме для кожного ОУ і ця точка є опорним для роботи компаратора.

Ну а що, власне, дає таке включення кінцевого каскаду?Насамперед зменшення розсіюваного тепла кінцевим каскадом, оскільки змінюючись напруга живлення кінцевого каскаду істотно зменшує тіло, що розсіюється цим каскадом. А оскільки тепла виділятися стало значно менше, то вже можна використовувати і меншу кількість пар транзисторів для цього самого, каскаду, а це вже економія коштів. Крім цього, як транзистори кінцевого каскаду використовуються IRFP240-IRFP9240, максимальна напруга СТОК-ВИТІК дорівнює 200 В, отже напруга живлення підсилювача за традиційною схемою не повинна перевищувати ±90 В (десять вольт на технологічний запас, хоча цього мало). Використовуючи двох рівневе живлення, напругу можна збільшувати, оскільки в будь-який момент часу до транзисторів буде прикладено не більше 3/4 від загальної напруги живлення. Іншими словами - навіть при живленні від дворівневого живлення ±50 В і ±100 В до транзисторів буде додана напруга не більше 150 В, оскільки навіть при максимальній амплітуді вихідного сигналу один із транзисторів управління другим рівнем буде закритий - якщо на виході плюсова напівхвиля буде закрито управління "другим поверхом" мінусової напруги і навпаки - якщо на виході мінусова півхвиля, то буде закрито управління плюсового другого поверху.

Схемотехнічно можна організувати роботу компаратора таким чином, що він відстежуватиме не один рівень порівнюваного з опорним напруги, а два. Подібні компаратори називаються двома пороговими.а використовувати їх можна, наприклад для контролю напруги живлення підсилювача, для контролю за рівнем постійної напруги на виході підсилювача. З захисту від постійної напруги для АСі почнемо:

Рисунок 60. Захист АС від постійної напруги.

Тут на вході ОУ спочатку піддано напруги усунення, організоване на діодах D3 та D4 (1N4148). Як виходу підсилювача потужності служить генератор синусоїдального сигналу V1 і якщо на ньому з'являється напруга плюсова постійна напруга, то збільшити величину на вході, що не інвертує, воно не може - не дасть D3, а ось на вході, що інвертує, збільшенню позитивної напруги ні чого не заважає і на виході ОУ сформується майже мінус напруги живлення, що спричинить закриття складеного транзистора Q1-Q2 і реле (R12) відключиться. Якщо ж на виході підсилювача з'являється мінусова напруга, то збільшуватися, точніше зменшуватися вона не зможе на вході, що інвертує, - не дасть D4, а ось на не інвертуючому вході воно безперешкодно може приймати негативні значення, що так само потягне до появи на виході ОУ майже мінусової напруги живлення та реле знову відключиться. Для прикладу подамо з генератора напругу амплітудою 9 В і частотою 0,1 Гц, яку можна вважати за імітацію постійної напруги:

Малюнок 61. Тимчасові діаграми захисту АС, тривалість 10 сек.

Синя лінія – сигнал з генератора, червона – напруга на колекторах Q1 та Q2.
Ланцюжок С2 і R13 служить для затримки підключення АС в момент включення підсилювача і на короткий час (поки що С2 заряджається) подає невелику позитивну напругу на вхід пристрою.

А чим ця схема краща від популярних транзисторних аналогів?Є один нюанс, який рано чи пізно може привести до неприємностей. Для прикладу візьмемо одну з найпопулярніших схем захисту від постійної напруги:

Малюнок 62. Принципова схема захисту АС від постійної напруги.

Плюс на виході підсилювача відкриває Q1- Q3 закривається, мінус на виході підсилювача відкриває Q2 - Q3 закривається, начебто все правильно, але як це відбувається? Ємність C2 досить велика і миттєво включити та вимкнути реле вона не дозволить, отже зменшується швидкість замикання та розмикання контактів реле, що викликає підгорання контактів і до кінцевого результату - виходу з ладу реле. Для наочності розглянемо графіки напруги на колекторах керуючих реле транзисторів:

Малюнок 63. Осцилограми на колекторах силових транзисторів.

Тут синя лінія це напруга на колекторі Q2 малюнка 62, а червона на колекторі транзистора Q2 малюнка 60. Як видно з малюнка для традиційного захисту зміна напруги живлення для реле відбувається на протязі 0,1 сек, у той час як для захисту з ОУ час перемикання залежить від швидкості самого ОУ і швидкодії силових транзисторів, тобто. практично миттєво, порівняно із традиційною.

За цим принципом можна організувати софт-старт для підсилювача потужності, А крім самого софт-старту схема здійснюватиме і контроль за напругою живлення. Якщо вторинне живлення буде змінюватися вище або нижче встановленої межі, наприклад при проведенні зварювальних робіт на цій же фазі напруги мережі, або під час вітряної погоди відбудеться перехльостування проводів мережної лінії і в розетці з'явиться 280-340 В, то дана схема автоматично переведе підсилювач в режим старту. Якщо ситуація триватиме досить довго, це викличе перегорання струмообмежуючого резистора і підсилювач взагалі відключиться. Принципова схема наведена малюнку 64:

Малюнок 64.

Тут V1 і V1 імітують вторинні обмотки силового трансформатора, V3 - імітація стрибків мережевої напруги, R1 і R2 - імітують ОДИН резистор, включений послідовно з первинною обмоткою силового трансформатора і шунтується контактами реле, обмотку якого імітує резистор R15, потужності. Для отримання вужчого діапазону спрацьовування у схемі використані діоди Шоттки, оскільки на них менше падіння напруги, можна замінити на 1N4144.

У момент включення С3 розряджений і реле вимкнено, зарядка конденсаторів фільтрів вторинного живлення відбувається через резистор, встановлений послідовно первинної обмоткою трансформатора. Найчастіше час заряджання конденсаторів вторинного живлення перевищує час зарядки С3, отже контакти реле залишаються розімкненими. Як тільки верхньому виведенні С1 напруга досягає певного рівня спрацьовує компаратор і включає реле - схема перейшла в робочий режим. як тільки напруга на С1 стане меншою або більшою за встановлену підстроювальним резистором R5 напруги компаратор знову спрацює і відключить реле - живлення здійснюватиметься через струмообмежуючий резистор. Потужності трансформатора вже не вистачить спалити кінцеві транзистори підсилювача, в якому при стрибках почнуть формуватися перехідні процеси. Однак якщо ємності конденсаторів досить великі, то запасеної в них енергії може бути достатньо, щоб щось вийшло з ладу, тому рекомендується використовувати високоточне високоточне реле з трьома перемикаючими групами контактів. Одна група шунтуватиме резистор у первинній обмотці трансформатора, а друга струмообмежувальні резистори, встановлені по шинах живлення вже після основних конденсаторів вторинного живлення:

65. Найбільш оптимальне використання контактних груп реле.

Як додатковий сервіс, дана схема може ще стежити за технічним станом С1 (рисунок 64) і якщо його ємність зменшиться від "висихання", пристрій навіть не дасть подати живлення на підсилювач потужності. Але тут потрібно буде додати таку саму схему і для стеження за технічним станом конденсаторів мінусового плеча живлення, втім використання ОУ типу TL072 (в одному корпусі 2 ОУ) скоротить кількість використовуваних деталей.

На останок залишилося розглянути ще один спосіб використання ОУ, який зазвичай застосовується у високоякісних підсилювачах потужності, причому застосування саме як підсилювач постійної напруги.

Для забезпечення на виході підсилювача потужності постійної напруги максимально наближеного до нуля використовують інтегратори - модулі, які стежать за величиною постійної напруги і виходячи з величини постійної складової вносять корективи в режими підсилювача, тим самим наближаючи рівень постійної напруги до нуля. Для прикладу візьмемо той самий підсилювач Холтона:

Малюнок 66. Принципова схема підсилювача Холтона з буферним підсилювачем та інтегратором.

Вихідна напруга підсилювача потужності через резистор R49 потрапляє на конденсатор С21, який фільтрує змінну складову сигналу. Зустріч включені діоди D12 і D13 виключають перевищення вхідної напруги для ОУ, оберігаючи його від навантаження. Далі напруга потрапляє на вхід, що інвертує ОУ Х7 і порівнюється з нулем, який подається на не інвертуючий вхід ОУ. ОУ охоплений глибокої ООС, але тільки за змінною напругою - це конденсатор С20, отже він посилює тільки постійну напругу, яка з виходу ОУ через резистор R47 подається на вхід підсилювача. Якщо на виході підсилювача постійна позитивна напруга, то інтегратор на своєму виході формує негативну напругу такої величини, щоб напруга на виході підсилювача стала рівним нулю ОУ інтегратора вхідна напруга порівнює саме з нулем. Якщо ж виході підсилювача негативна напруга, то на виході ОУ формується позитивна напруга, що знову вирівнює вихідну напругу самого РОЗУМ з нулем.

Введення інтегратора дозволяє більш точно контролювати наявність постійної складової на виході підсилювача і автоматично коригує її, що дозволило суттєво збільшити вхід самого підсилювача - на малюнку 25 R8 дорівнює 10 кОм, номіналом саме цього резистора виставлявся нуль на виході підсилювача.

Ось, власне, і всі основні способи застосування ОУ в звукотехніці, якщо придумаєте свої - честь Вам і хвала.

Можна, звичайно, дорікнути в тому, що не згадані потужні ОУ, які можна самостійно використовувати як підсилювачі потужності, наприклад, TDA2030, TDA2050 і т.д. Але це спірне питання. З одного боку це вже інтегральні підсилювачі потужності, як би отедна гілка, з іншого всі варіанти включення ОУ для них підходять і вони так само як ОУ можуть підсумовувати сигнали, змінювати їх АЧХ, можуть працювати компараторами, причому вартість TDA2030 менша за вартість ОУ, транзистора і реле, необхідні для керування вентилятором, адже TDA2030 здатна без додаткових елементів керувати комп'ютерним вентилятором, причому не одним, а кількома, включеними як послідовно, при збільшенні живлення, так і паралельно - діапазон напруг живлення дозволяє. Знову ж таки - переважну більшість дискретних підсилювачів можна розглядати як ОУ, оскільки вони мають і не інвертуючий вхід та інвертуючий, отже всі закони зворотних зв'язків ОУ для них цілком застосовні. Так що додумуйте далі самі - Ось це буде творчим підходом.

Передбачаючи закид, що можна було б додати невеликий довідковий листок за найбільш популярним ОУ відповідь - подібний листок на стадії розробки і з'явиться в середині-кінці жовтня у вигляді додатка до цієї статті.

Одним із недоліків цієї статті є відсутність фотографій та креслень друкованих плат, проте тут запропоновані схеми, деякі з яких збиралися окремими модулями більше двадцяти років тому, а в разі потреби встановлення сьогодні вони просто інтегруються безпосередньо у плату пристрою, а не використовуються як окремий модуль. Тож друковані плати розробляйте самі або шукайте на .

Додаток до статті

Операційні підсилювачі діляться на кілька категорій, найпопулярніша - ОУ широкого застосування, що мають непогані параметри, але на сьогодні вважаються середніми. Існують ОУ прецизійні, призначені для використання у вимірювальній апаратурі. А є спеціально для аудіопристроїв.

Чим вони відрізняються, крім ціни?Насамперед принциповою схемою. Наприклад візьмемо принципову схему ОУ широкого застосування TL071 і вважається звуковим:

Рисунок 1. Принципова схема операційного підсилювача TL071

Рисунок 2. Принципова схема операційного підсилювача AD744

Крім схемотехнічних відмінностей дані ОУ відрізняються один від одного використовуваними транзисторами - AD774 більш швидкісні транзистори, що звичайно ж позначається на частоті одиничного посилення. У AD744 частота одиничного посилення щонайменше 13 МГц, а TL071 - 3 МГц. Так само у них відрізняється рівень THD - у AD744 це 0,0003%, у TL071 від Texas Instruments - 0.003%, а у TL071 від STMicroelectronics - 0.01%, Ну і нарешті в принциповій схемі AD744 в генераторі струму є два підстроювальні , так, саме підстроювальні. Вочевидь, що мікросхеми немає шлицов для регулювання. Ці резистори юстуються лазером після виготовлення кристала ОУ до отримання оптимального режиму роботи диф-каскаду, і як наслідок - мінімального рівня THD.

Навіть не вникаючи глибоко в економіку, має бути зрозуміло, що вартість ОУ, наведених як приклад, буде відрізнятися в рази, а якщо точніше, то майже в 20 разів. Так само початкові параметри компонентів пояснюють засилля ринку TL071 від STMicroelectronics, адже продавати ці популярні ОУ доводиться за тією самою ціною, що ОУ від Texas Instruments - не кожному покупцеві вдається пояснити різницю. Більшість орієнтується тільки на назву і не вникає в те, що ті самі мікросхеми від різних виробників відрізняються навіть точністю резисторів, що застосовуються, не кажучи вже про напівпровідники. На малюнку 3 показано принципову схему TL071 від STMicroelectronics, номінали пасивних компонентів відрізняються від номіналів, показаних на малюнку 1:

Рисунок 3. Принципова схема ОУ TL071 від STMicroelectronics

Враховуючи те, що розкид параметрів резисторів вважається від останнього знака і зазвичай становить 5%, отримуємо, що розкид резисторів у диф каскаді для мікросхеми від STMicroelectronics Операційні підсилювачі від Analog Devices мають наступні габарити корпусу:
SOIC_N (R8) довжина корпусу 4 мм, ширина 5 мм, крок виводів 1.27 мм, довжина виводів більше 1 мм
MSOP (RM8) довжина корпусу 3 мм, ширина 3 мм, крок виводів 0.65 мм, довжина виводів менше 1 мм

Для порівняння до таблиці включено ОУ широкого застосування TL071, причому різних виробників.
Проте використання дорогих ОУ для підсилювача має сенс лише за наявності відповідних акустичних систем, передусім і варто забувати про джерело звукового сигналу.

Звичайно ж використання хороших ОУ в підсилювачі, що працює в комплекті із середньонькими АС та бюджетним джерелом буде помітно, але все одно повністю розкрити всі можливості даного ОУ не вийде - тракт повністю повинен відповідати обраній ціною категорій.

Теги:

• ОУ

Стаття про створення підсилювача, у схемотехніці та конструкції якого використані нетрадиційні технічні рішення. Проект некомерційний.

Захоплюватися аудіотехнікою та слухати музику я почав дуже давно, з кінця 80-х років і тривалий час був твердо переконаний, що будь-який розум з лейблом Sony, Technics, Revox і т.д. набагато кращі за вітчизняні підсилювачі, а саморобки – тим більше, тому що у західних брендів і технології, і найякісніші деталі, і досвід.

Усе змінилося після статті А.М. Ліхницького в журналі Аудіомагазин № 4(9) 1996, де розповідалося про розробку та впровадження у виробництво у 70-ті роки підсилювача Бриг-001, автором якого він є. Волею нагоди, через невеликий проміжок часу, несправний Бріг-001 з перших випусків потрапив мені до рук. Використовуючи лише оригінальні вітчизняні деталі 70-х - 80-х років, привів цей РОЗУМ у початковий стан, щоб можна було оцінити його звукові здібності якомога достовірніше.

Підключення підсилювача Бриг-001 замість Technics SU-A700 домашньої аудіосистеми шокувало мене – Бріг звучав набагато краще, хоча параметри мав скромніший і був старший років на 20. Саме в цей момент виникла ідея зробити підсилювач своїми руками, здатний замінити штатний в аудіосистемі. що й було зроблено у 1998 році, переважно, на вітчизняній елементній базі військового приймання. Новий апарат не залишав шансів на порівняльних прослуховуваннях вже і більш іменитим підсилювачам, типу NAD та Rotel середніх моделей лінійки і був цілком переконливий навіть у порівнянні з їхніми старшими побратимами. Подальший розвиток проект отримав у 2000-му році, у вигляді двоблочного РОЗУМ за тією ж схемою, але з новим конструктивом та збільшеною енергоємністю блоку живлення. Порівнювався він уже з транзисторними та ламповими підсилювачами з цінової категорії до кількох тисяч доларів США, причому у багатьох випадках перевершував їх за якістю звучання. Тут я зрозумів ще одну річ – конструкція підсилювача вирішує багато.

Аналізуючи результати прослуховувань, особливо за участю тих підсилювачів, які звучали краще за мій двоблковий РОЗУМ, я дійшов висновку, що частіше на висоті виявлялися або хороші лампові конструкції, або транзисторні без загальної ООС. Були серед них і РОЗУМ із глибокою ТОВС, у специфікаціях яких нерідко красувалися дуже високі значення швидкості наростання вихідної напруги – 200 В/мкс та вище. Як правило, ці апарати були дорогими, а їх схемотехніка була відсутня у відкритому доступі. Мій край теж мав досить глибоку ТОВС, але невисока в порівнянні з ними швидкодія - близько 50 В/мкс, при порівнянній вихідній напрузі. Йому іноді не вистачало можливості передати повною мірою натуральність тембрів музичних інструментів та голосів виконавців, емоції музикантів. На деяких композиціях подача музики спрощувалась, частина тембрального багатства ховалося за якоюсь тонкою сірою вуаллю. Напевно, це і називають «транзисторним звучанням», властивим РОЗУМ із зворотним зв'язком.

Причини «транзисторного» звуку в РОЗУМ з ТОВС неодноразово обговорювалися і на форумах, і в книгах із схемотехніки, і в публікаціях журналів, що відповідають даній тематиці. Одна з відомих версій, якої і я дотримуюся, полягає в тому, що низький вихідний опір охоплених загальної ООС підсилювачів, виміряний на синусоїдальному сигналі та активному навантаженні, зовсім не залишається таким при відтворенні музики на АС, що дозволяє сигналам проти-ЕРС від динамічних головок проникати з виходу підсилювача ланцюгами зворотний зв'язок з його вхід. Ці сигнали не віднімаються ТОВС, тому що вже відрізняються формою і мають фазовий зсув щодо вихідних, тому вони благополучно посилюються і знову потрапляють в акустичні системи, викликаючи додаткові спотворення та сторонні звуки в аудіотракті. Методи боротьби із цим ефектом періодично обговорюються. Як приклади, можна навести такі:

1. «Помилковий» канал ТОВС, коли її сигнал знімається з одного з паралельно включених елементів кінцевого каскаду, який не приєднаний до АС, а навантажений на резистор певного номіналу.

2. Зниження вихідного опору РОЗУМ ще до охоплення ТОВС.

3. Збільшення швидкодії усередині петлі ТОВС до «космічних» швидкостей.

Природно, що найдієвіший спосіб боротьби з артефактами ТОВС - це виключення її зі схемотехніки РОЗУМ, але мої спроби побудувати щось без ТОВС, що стоїть, на транзисторах не увінчалися успіхом. Починати з нуля у сфері лампової аудіотехніки вважав уже недоцільним для себе. Спосіб із пункту «1» викликав багато питань, тому почав досліди зі збільшенням швидкодії всередині петлі зворотного зв'язку, враховуючи пункт «2». Хотілося б одразу звернути увагу на той факт, що швидкість наростання вихідної напруги, достатня для правильного відтворення підсилювачем атаки звуку музичних інструментів, є величиною відносно невеликою, а її надвисокі значення є актуальними лише до роботи ТОВС.

Зрозуміло, що в підсилювачах із загальною ООС не всі проблеми вирішуються збільшенням швидкості наростання, але основна думка була в наступному, за інших рівних параметрів: чим вища швидкість усередині петлі ТОВС, тим швидше загасатимуть «хвости» некомпенсованих зворотним зв'язком сигналів і що має бути якийсь поріг їх помітності на слух з огляду на зниження тривалості артефактів з підвищенням швидкодії. Рухаючись цим напрямком, дуже швидко зіткнувся з проблемою наблизитися хоча б до планки 100 В/мкс в РОЗУМ на дискретних елементах - за наявності в схемі каскадів на потужних транзисторах все виявилося набагато складніше. В підсилювачах із зворотним зв'язком по напрузі висока швидкодія у мене ніяк «не в'язалася» зі стійкістю, а в РОЗУМ з ТОС (з струмовим зворотним зв'язком) не вдавалося, без застосування інтегратора, отримати на виході прийнятний рівень постійної напруги, хоча зі швидкістю все було гаразд, та й із стійкістю проблеми вирішувалися. Інтегратор змінює звучання не на краще, на мою думку, тому дуже хотілося обійтися без нього.

Ситуація була практично тупикова і вже не вперше виникали думки, що якщо створювати підсилювач потужності з ООС за напругою, то використовуючи топологію попереднього або телефонного підсилювача, набагато простіше зробити його швидкодіючим, широкосмуговим, стійким і без інтегратора, що, на мою думку, має позитивно позначитися як звучання. Залишалося лише вигадати, як це реалізувати. Майже 10 років рішення не було, але за цей час було проведено домашню «НДР» щодо дослідження впливу швидкості наростання вихідної напруги всередині петлі загальної ООС на якість звучання, для чого було створено макет, що дозволяє проводити випробування різних композитних підсилювачів на ОУ.

Результати моєї «НДР» були такими:

1. Швидкодія та смуга пропускання композитного підсилювача повинні збільшуватися від входу до виходу.

2. Корекція лише однополюсна. Жодних конденсаторів у ланцюгах ООС.

3. Для підсилювача з максимальною вихідною напругою 8.5 В RMS, при глибині ТОВС близько 60 дБ, помітний приріст як звук з'являється десь в інтервалі 40-50 В/мкс, а потім - вже ближче до 200 В/мкс, коли у підсилювача практично перестає бути «чутним» ТОВС.

4. Понад 200 В/мкс помітного поліпшення не спостерігалося, але для РОЗУМ з вихідною напругою 20 В RMS, наприклад, потрібно вже 500 В/мкс для досягнення такого ж результату.

5. Вхідні та вихідні фільтри, що обмежують смугу РОЗУМ, виявляють себе в звучанні далеко не найкращим чином, навіть якщо частота зрізу істотно вище верхньої межі звукового діапазону.

Після невдалих дослідів з РОЗУМ на дискретних елементах, мій погляд звернувся до швидкодіючих ОУ та інтегральних буферів, що мають максимальний вихідний струм. Результати пошуку були невтішні – всі прилади з великим вихідним струмом безнадійно «повільні», а швидкодіючі мають низьку допустиму напругу живлення і невеликий вихідний струм.

У 2008 році, випадково, в Інтернеті знайшлося доповнення до специфікації на інтегральний буфер BUF634T, де самими розробниками наводилася схема композитного підсилювача з трьома такими буферами на виході, з'єднаними паралельно (рис. 1) - саме тоді прийшла ідея спроектувати РОЗУМ з великою кількістю таких буферів. у вихідному каскаді.

BUF634T – це широкосмуговий (до 180 МГц), надшвидкодіючий (2000 В/мкс) буфер, побудований на основі паралельного повторювача, що має вихідний струм 250 мА та струм спокою до 20 мА. Єдиний його недолік, можна сказати, - це низька напруга живлення (+ - 15 В номінальна і + - 18 В - максимально допустима), що накладає певні обмеження на амплітуду вихідної напруги.

Зупинив все-таки свій вибір на BUF634T, змирившись з низькою вихідною напругою, тому що всі інші характеристики буфера та його звукові властивості мене повністю влаштовували, і почав проектувати РОЗУМ з максимальною вихідною потужністю 20 Вт/4Ом.

Рис.1

Вибір кількості елементів вихідного каскаду звівся до того, щоб отримати РОЗУМ, що працює в чистому класі А на навантаження 8 Ом і забезпечити режими елементів вихідного каскаду струму далекі від граничних. Необхідна кількість визначилась як 40+1. Для додаткового 41-го буфера був встановлений мінімальний струм спокою - всього 1.5 мА, а використовувати його передбачалося для того, щоб здійснити перший запуск конструкції ще до встановлення радіаторів, а також для проведення деяких налаштувань і експериментів у більш комфортних умовах. Згодом виявилось, що це була дуже хороша ідея.

Як відомо, паралельне з'єднання інтегральних мікросхем не призводить до збільшення загального рівня шуму та Кг, але знижується вхідний опір такого модуля та зростає його вхідна ємність. Перше - не критично: вхідний опір BUF634T становить 8 МОм і, відповідно, сумарне не буде нижче 195 кОм, що більш ніж прийнятно. З вхідною ємністю ситуація на така райдужна: 8 пФ на буфер дає 328 пФ загальної вхідної ємності, що є вже помітною величиною і негативно позначиться на роботі ОУ, що розгойдує (рис. 1). Для глобального зниження вихідного опору драйвера кінцевого каскаду, перед ним було введено ще один ОУ, охоплений власною петлею ООС. Таким чином, схема виросла у потрійний композитний підсилювач, але в якому виконувались усі пункти результатів моєї «НДР». Після численних експериментів визначився склад УН композитного підсилювача: AD843 зайняв місце вхідного ОУ, а потужний швидкодіючий ОУ AD811, з струмової ООС, мав виконувати функції вихідного буфера драйверного каскаду. Для гарантованого отримання необхідної швидкодії РОЗУМ (понад 200 В/мкс) коефіцієнт посилення AD811 був обраний рівним двом, що в ідеалі подвоювало наявні 250 В/мкс у AD843 і дозволяло сподіватися, що при відповідній схемотехніці і вдалому конструктиві напруги для повної схеми РОЗУМ. Забігаючи наперед, зазначу, що очікування виправдалися – реальне значення цього параметра з буферами на виході вийшло понад 250 В/мкс.

Загальна схема підсилювача зазнала безліч змін за час налаштування та доведення, тому наведу відразу фінальний варіант, який включає всі виправлення і доробки (рис. 2).

Мал. 2

Структура проста – селектор входів, регулятор гучності, УН, буферний підсилювач для запису на магнітофон, кінцевий каскад та реле захисту, яке керується оптоелектронною схемою затримки підключення АС та захисту їх від постійної напруги (рис.3). Для компактності буфери та супутні їм резистори об'єднані по 10 шт, але нумерація деталей збережена в повному обсязі. Як бачимо на рис. 2, контактна група реле захисту РОЗУМ (К6) не включена в ланцюг проходження звуку та замикає вихід на землю під час перехідних процесів або можливих аварійних ситуацій.

Мал. 3

Для BUF634T таке включення не є небезпечним, тим більше що всі буфери мають на виході по резистору 10 Ом. Щоб уникнути втрати стійкості підсилювачем, через замикання на землю резистора ТОВС (R15), одночасно зі спрацьовуванням реле К6 замикається і реле К5, що утворює тимчасовий ланцюг драйверного каскаду ТОВС через резистор R14. Якщо номінали резисторів R14 і R15 рівні, то ніяких сторонніх клацань в АС під час захисту немає, навіть якщо вони чутливістю понад 100 дБ.

Варто зауважити, що перший рік експлуатації підсилювач надійно функціонував і без реле К5, і без тимчасового ланцюга ООС з R14, але мені не давала спокою сама можливість виникнення самозбудження під час роботи захисту, тому були введені ці додаткові елементи. До речі, підсилювач чудово працює і без охоплення кінцевого каскаду ланцюгом ТОВ. Можна прибрати резистор R15, реле К5, а резистором R14 замкнути зворотний зв'язок в УН, що я й робив, як експеримент. Мені так звук сподобався менше - можливо, що це той варіант, коли від використання надшвидкого зворотного зв'язку отримуємо більше плюсів, ніж мінусів.

На схемі також видно, що один із 4-х входів (вхід CD) переводить РОЗУМ у режим підсилювача постійного струму (УПТ), а з входу LP (програвач вінілових дисків) реалізована функція «Tape Monitor», причому без додаткових контактних груп у ланцюгу проходження сигналу. Я шанувальник аналогового запису, тому зробив для себе саме так. Якщо в аудіосистемі немає аналогових звукозаписних пристроїв, блок на ОУ IC1 можна виключити.

На схемі не показані блокувальні конденсатори живлення – вони для зручності будуть відображені на схемі БП.

Ідеологія цього підсилювача значною мірою відрізняється від класичної і ґрунтується на принципі поділу струмів – кожен елемент кінцевого каскаду працює з малим струмом, у дуже комфортному режимі, але достатня кількість цих елементів, включених паралельно, можуть забезпечити даному 20-ватному підсилювачу максимальний струм у навантаженні більше 10 А постійно та до 16 А в імпульсі. Таким чином, вихідні каскади навантажені під час прослуховування в середньому не більше ніж на 5-7%. Єдине місце в підсилювачі, де можуть проходити великі струми, - це дві мідні шини на платі РОЗУМ, що ведуть до терміналів для підключення АС, куди сходяться разом виходи всіх каналів BUF634T.

У рамках цієї ж ідеології був розроблений і блок живлення РОЗУМ (рис.4) – у ньому також всі силові елементи працюють з відносно невеликими струмами, але їх теж багато, і в результаті сумарна потужність БП в 4 рази перевищує максимальну споживану підсилювачем. БП – це одна з найважливіших частин підсилювача, яку, на мій погляд, варто розглянути докладніше. Підсилювач побудований за технологією «подвійне моно» і тому містить на «борті» два незалежні БП для сигнальних ланцюгів, повністю стабілізованих, потужністю по 150 Вт кожен, окремі стабілізатори для підсилювача напруги, а також БП для забезпечення сервісних функцій, з живленням від окремого мережевого трансформатора 20 Вт. Всі мережеві трансформатори БП фазовані між собою – при виготовленні трансформаторів були позначені провідники початку та кінця первинних обмоток.

Мал. 4

Силова частина кожного каналу розділена на 4 двополярні лінії, що дозволило знизити струм навантаження кожного стабілізатора до величини всього 200 мА, і збільшити падіння напруги на них до 10 В. У такому режимі навіть прості інтегральні стабілізатори типу LM7815 і LM7915 чудово себе зарекомендували в ланцюгів. Можна було використовувати «просунуті» мікросхеми LT317 і LT337, але в наявності було багато оригінальних LM7815С і LM7915С від Texas Instruments, з виходом 1.5 А, що й визначило вибір. Сумарно, живлення сигнальних ланцюгів підсилювача забезпечується за допомогою двадцяти таких інтегральних стабілізаторів – 4 для УН та 16 для ВК (рис.4). Кожна пара стабілізаторів силової частини живить 10 прим. BUF634T. Одна пара стабілізаторів для УН навантажена зв'язкою AD843+AD811 одного каналу. RC ланцюг (R51, C137, наприклад) перед стабілізаторами УН має подвійне призначення: захищає випрямляч від кидка струму при включенні живлення РОЗУМ і утворює фільтр з частотою зрізу нижче краю звукового діапазону (близько 18 Гц), який помітно знижує амплітуду пульсацій випрямленої напруги рівень інших перешкод, що важливо для вхідних каскадів.

Ще однією особливістю блоку живлення є те, що основна частина всіх конденсаторів фільтра (160000 мкФ з 220000 мкФ) знаходяться після стабілізаторів, що дає можливість віддавати навантаження великий струм, при необхідності. Однак це вимагає введення системи м'якого старту «Soft Start» для захисту стабілізаторів при включенні підсилювача та початковому заряді батареї ємностей. Як бачимо на рис. 4, Soft Start реалізований досить просто, на одному транзисторі (VT1), який із затримкою (порядку 9 с) підключає слаботочне реле К10, що включає, у свою чергу, 4 сильноточних реле К11-К14, з чотирма групами контактів у кожному замикають 16 обмежують струм резисторів номіналом 10 Ом (R20, R21, наприклад). Тобто під час включення підсилювача максимальний піковий струм кожного стабілізатора жорстко обмежений величиною 1.5 А, що є для нього нормальним режимом роботи. «Soft Start» у первинному ланцюгу 220 В не використовую – у разі обриву резистора, що обмежує струм, або втрати контакту в місцях паяння його висновків можливі важкі наслідки для всього РОЗУМ.

На БП для сервісних функцій покладено підключення напруги до основних трансформаторів (реле К8), живлення компонентів системи Soft Start, реле селектора входів, напруга живлення яких, до речі, теж стабілізована. Реалізовано також вихід +5 В, виведений на роз'єм на задній панелі РОЗУМ, – це вже стандарт у моїх підсилювачах для одночасного включення будь-яких зовнішніх блоків. Цей підсилювач цілком може працювати як підсилювально-комутаційний пристрій (попередній підсилювач) для потужніших моноблоків, наприклад, які включатимуться при подачі на них керуючого напруги +5 В.

Блок живлення підсилювача був побудований в першу чергу, тому що подальше просування процесу розробки вимагало наявність повноцінного БП, щоб перший запуск, експерименти та налаштування здійснювати в режимі, близькому до реальних умов експлуатації. Після успішного запуску всіх ланцюгів живлення, на платі РОЗУМ був зібраний селектор входів, вузол затримки включення та захисту АС, а також композитний підсилювач з одним BUF634T (BUF41) на виході як кінцевий каскад. Як уже згадувалося вище, цей 41 буфер має малий струм спокою і не вимагає установки на радіатор, але до виходу підсилювача тепер запросто підключалися навушники, що давало можливість слухового контролю, поряд з вимірюваннями. Після закінчення налагодження схеми з одним вихідним буфером у кожному каналі, залишалося тільки впаяти решту 80 шт. і подивитися, що з цього вийде. Жодних гарантій позитивного результату в мене не було, та й бути не могло - була відсутня інформація про успішно реалізовані подібні проекти інших розробників. Наскільки мені відомо, конструкцій на паралельних ОУ, що мають аналогічну швидкодію, ні в Росії, ні за кордоном немає і зараз.

Результат все ж таки виявився позитивним. Оскільки підсилювач був зібраний на жорсткому шасі з алюмінієвих брусків, де були закріплені всі комутаційні роз'єми (фото 1), то підключити його до аудіосистеми можна було і без корпусу. Почалися перші прослуховування, але про це трохи пізніше - спочатку наведу деякі параметри:

Фото 1

Вихідна потужність: 20 Вт/4Ом, 10 Вт/8Ом (клас А)

Смуга пропускання: 0 Гц - 5 МГц (вхід CD)

1.25Гц – 5 МГц (входи AUX, Tape, LP)

Швидкість наростання вихідної напруги: понад 250 В/мкс

Коефіцієнт посилення: 26 дБ

Вихідний опір: 0.004 Ом

Вхідний опір: 47 кОм

Чутливість входів: 500 мВ

Відношення сигнал/шум: 113.4 дБ

Потужність: 75 Вт

Потужність блока живлення: 320 Вт

Габаритні розміри, мм: 450х132х390 (без урахування висоти ніжок)

Вага: 18 кг

На підставі параметрів, навіть не заглядаючи у схему, очевидно, що в підсилювачі відсутні вхідні та вихідні фільтри, а також зовнішні ланцюги частотної корекції. Але варто зауважити, що при цьому він стійкий і чудово працює навіть із неекранованими міжблочними кабелями. Досить інформативна щодо цього і осцилограма меандру 2 кГц 5В/справ, на навантаженні 8 Ом при майже максимальному рівні вихідної напруги (Фото 2).

Фото 2

На мою думку, це заслуга правильної розведення провідників «землі», а також велика площа їх поперечного перерізу: від 4 кв.мм. до 10 кв. (Включаючи доріжки на друкованих платах).

Є осцилограми, зняті і на частотах 10кГц, 20кГц і 100кГц, але перевірки на високих частотах проводилися з малим рівнем сигналу, тому вже позначалося наявність високоОмного регулятора гучності на вході, а також R-C ланцюг Цобеля на виході РОЗУМ, яка ще меандр 100 кГц 50мВ/поділ - фото 3).

Фото 3

При першому ж прослуховуванні в домашній аудіосистемі стало зрозуміло, що апарат звучить і що настав час замовляти корпус, щоб можна було поїхати з ним на «гастролі»:) З моменту завершення робіт над проектом і першого прослуховування минуло вже понад 5 років. Протягом цього часу було проведено десятки (понад 70, за грубими підрахунками) порівняльних прослуховувань підсилювача з ексклюзивними ламповими та транзисторними РОЗУМ від відомих виробників, а також з авторськими конструкціями високого рівня. Виходячи з отриманих експертних оцінок, можна сказати, що підсилювач не поступається за натуральністю звучання більшості прослуханих двотактних і однотактних лампових і транзисторних підсилювачів, побудованих без використання негативного зворотного зв'язку, але часто суттєво перевершує їх за музичним дозволом. Багато любителів лампового звуку і прихильники однотактних РОЗУМ без ООС зауважували, що в даній конструкції практично не «чутна» робота негативного зворотного зв'язку і «нічим себе не видає» наявність у схемі двотактних вихідних каскадів.

Підсилювач підключався до різної акустики - це і АС відомих російських виробників: Олександра Клячина (моделі: MBV (MBS), PM-2, N-1, Y-1), рупорні АС Олександра Князєва, поличні АС на професійних динаміках фірми Tulip Acoustics, АС іноземних брендів середньої та високої цінової категорії: Klipsh, Jamo, Cerwin Vega, PBN Audio, Monitor Audio, Cabasse та багатьох інших, з різною чутливістю та вхідним імпедансом, багатосмугові зі складними та простими розділовими фільтрами, широкосмугові без роздільних фільтрів, АС з різним акустичним оформленням. Особливих переваг виявлено не було, але найкраще РОЗУМ розкривається на акустиці підлоги з повноцінним НЧ діапазоном і, бажано, чутливістю вище, так як вихідна потужність невелика.

На початковому етапі прослуховування організовувалися не з метою «спортивного» інтересу – їхнє основне завдання полягало у виявленні будь-яких артефактів у звучанні, які можна спробувати виправити. Дуже інформативні та корисні з цього погляду прослуховування були в аудіосистемі Олександра Клячина, де була унікальна можливість оцінити звучання підсилювача одразу на 4-х різних моделях АС, причому одні з цих АС (Y-1) так сподобалися, що незабаром стали компонентами моєї домашньої аудіосистеми (фото 4). Природно, що було дуже приємно отримати високу оцінку свого виробу та деякі зауваження від аудіоексперта, який має величезний досвід.

Фото 4

Аудіосистема відомого метра російського Hi-End Юрія Анатолійовича Макарова (фото 5, РОЗУМ на прослуховуванні), побудована в спеціально обладнаній кімнаті прослуховування і є референсною у всіх відносинах, внесла основні корективи в конструкцію даного підсилювача: був видалений ланцюг Цобеля з виходу зроблений в обхід розподільчого конденсатора. У цій аудіосистемі чути все і навіть більше, тому важко переоцінити її внесок та поради Юрія Анатолійовича у процес доведення звучання підсилювача. Склад його аудіосистеми: джерело – транспорт та ЦАП з окремим блоком живлення Mark Levinson 30.6, АС Montana WAS від PBN Audio, безкомпромісний однотактний підсилювач лампи «Імператор» і всі антифазні кабелі конструкції Ю.А. Макарова. Нижня гранична частота АС Montana WAS 16 Гц (-3 дБ) дозволила оцінити «вклад» розділового конденсатора, причому досить якісного (MKP Intertechnik Audyn CAP KP-SN), у спотворення НЧ діапазону музичного сигналу, а найвищий музичний дозвіл аудіосистеми вихідного фільтра, у вигляді R-C ланцюга Цобеля, яка не впливала на стійкість підсилювача і незабаром була видалена з плати. Підключення зовнішніх низькоОмних регуляторів гучності від 100 Ом до 600 Ом (штатний РГ ставився в положення максимум) дало розуміння того факту, що навіть високоякісний дискретний регулятор DACT 50 ком, використаний в моєму підсилювачі, непогано було б замінити на менший номінал здався кращим РГ 600 Ом), але для цього довелося б досить багато переробляти і було прийнято рішення реалізувати це та інші удосконалення, що накопичилися вже в новому проекті.

Фото 5

Напевно, варто згадати і про участь підсилювача у Виставці у 2011 році (фото 6), як єдиного некомерційного проекту, матеріал про який було опубліковано в журналі Stereo&Video за січень 2012 року, де РОЗУМ було названо «відкриттям року». Демонстрація йшла з АС Tulip Acoustics, що мають чутливість 93 дБ при опорі 8 Ом і, як не дивно, наявних 10 Вт/8 Ом виявилося достатньо великого залу з високим рівнем фонового шуму. 10 Вт від підсилювача в класі А, у якого кожен Ват вихідної потужності достатньо забезпечений енергоємністю блоку живлення, сприймаються суб'єктивно голосніше, за моїми спостереженнями, ніж звучання підсилювача з вищою вихідною потужністю, але з кінцевими каскадами, що містяться на «голодному пайку».

Фото 6

Після Виставки, до мене почастішали звернення через електронну пошту та особисті повідомлення форумів від охочих повторити проект, але виникали певні складнощі – інформаційна підтримка надавалася всім охочим, але мої плати були намальовані на міліметровому папері, з двох сторін, і не підходили для сканування у файл , оскільки папір просвічувалася наскрізь, і виходив майже нечитаний малюнок. Без готової друкованої плати повторення конструкції дуже ускладнювалося і ентузіазм згасав. Тепер на форумі порталу Vegalab. ru, доступна електронна версія плати, автором якої є відомий на російськомовних форумах фахівець із розведення друкованих плат Володимир Лепехін із Рязані. Плата знаходиться у вільному доступі, посилання на неї є у ​​першому пості теми про цей підсилювач. Тему знайти дуже просто: достатньо набрати фразу "Prophetmaster amplifier" у рядку пошуку Яндекса або іншої пошукової програми. Саме на цій платі одному з учасників форуму Vegalab- Сергію з Гомеля (Serg138) вдалося повторити цей проект і отримати дуже добрий результат. Інформацію про дану реалізацію РОЗУМ та фото його конструкції також можна знайти у відповідній темі, за посиланнями у першому пості.

Декілька порад:

При виборі електролітичних конденсаторів керувався власними вимірюваннями ESR та струму витоку, тому стоять оригінальні Jamicon. Спеціально вставив слово «оригінальні», тому що їх дуже часто підробляють і багато хто вже, напевно, стикався з неякісними виробами під маркою цього виробника. А реально, це одні з найкращих конденсаторів для використання у живленні звукових кіл.

Регулятор гучності встановлено на DACT 50 кОм. Зараз, я вибрав би їх найменший номінал – 10 кОм або використав би релейний регулятор Нікітіна з постійним вхідним і вихідним опором 600 Ом. РГ типу ALPS RK-27 буде набагато гіршим і не рекомендується до використання.

У шунтах електролітів встановлено сумарно більше 90 мкФ плівкових конденсаторів. На моїх платах вінтажні Evox 70-х років, які дісталися з нагоди, але нічим не гірше будуть поліпропіленові Rifa PEH426, Wima MKP4, WimaMKP10.

Реле рекомендую Finder у силовій частині, захисті АС та софтстарті, а для селектора входів потрібно використовувати тільки такі реле, у яких у параметрах нормований мінімальний струм, що комутується. Таких реле випускається небагато моделей, але вони є.

Вітчизняні швидкодіючі випрямні діоди КД213 (10 А) або КД2989 (20 А) у харчуванні кінцевого каскаду будуть кращими за більшість імпортних.

Хочу зауважити, що схемотехніка підсилювача досить проста, але для роботи з такими швидкодіючими і широкосмуговими мікросхемами потрібні відповідні навички та вимірювальні прилади - функціональний генератор, осцилограф зі смугою не менше 30 МГц (краще - 50 МГц).

Насамкінець, хотілося б сказати, що зроблені мною висновки за результатами проведених експериментів, а також протягом робіт над даним проектом та подальшого його доведення, не претендують на абсолютну істину. Шляхів досягнення мети, якою в даному випадку є якісний звук, досить багато і кожен з них має на увазі комплекс заходів, які можуть не давати позитивного результату окремо. Тому простих рецептів у цій галузі не буває.

Фотографії підсилювача на сайті датської компанії DACT:

З повагою, Олег Шаманков ( Prophetmaster)

ПІДСИЛЮВАЛЬНІ КАСКАДИ НА ОСНОВІ ОУ

1. Властивості операційних підсилювачів, охоплених негативним зворотним зв'язком за напругою

На малюнку 8.1 зображено схему операційного підсилювача, охопленого зворотним зв'язком.

Малюнок 8.1. Схема формування негативного зворотного зв'язку

Зворотній зв'язок утворюється ланцюгом Z OC яка забезпечує повернення частини енергії сигналу з виходу ОУна його інвертуючий вхід. Тому ОСє негативною. Так як вхідним сигналом ланцюга ОСє зворотним зв'язком за напругою. У зв'язку з цим, вихідний опір утвореного підсилювача буде значно меншим, ніж вихідний опір використаного операційного підсилювача:

Z вих ООС = Z вихОУ / (1 +  K ), (8.1)

де  - Коефіцієнт передачі ланцюга ОС;

До - коефіціент посилення ВП.

Таким чином, порівняно мале значення вихідного опору ОУще більше зменшується.

Щодо сигналу ( U вх1 ), що подається на вхід, що інвертує, вихід ланцюга ООСвиявляється підключеним паралельно, а щодо сигналу ( U вх2 ), що подається на вхід, що не інвертує, – послідовно. Тому можуть відрізнятися вхідні опори цих двох джерел сигналу.

Отримаємо ще кілька виразів, які будуть використані надалі.

Так як ВПє диференціальним підсилювачем, то вихідна напруга

Звідки .

Враховуючи що До велике (в ідеальному ОУ До ), а величина вихідної напруги обмежена (принаймні, значеннями напруги джерела живлення, отримуємо:

Для вузла в точці А можна записати:

Якщо R вх  R ОС (В ідеальному ОУ R вх  ), то

Надалі крім цих виразів, отриманих на основі показників ідеальності ОУ,при аналізі окремих схем нехтуватимемо напругою зміщення нуля ( U см ), вхідними струмами ( I вх ,  I вх ) та їх дрейфами.

2. Лінійні схеми

2.1. Підсилювач, що інвертує

На малюнку 8.2 наведено схему найпростішого інвертуючого підсилювача. Неинвертирующий вхід заземлений, тобто. знаходиться під нульовою напругою ( U вх2 малюнку 8.1 дорівнює нулю). Вхідний сигнал через резистор R 1 подається на інвертуючий вхід . Операційний підсилювач охоплений паралельним негативним зворотним зв'язком по напрузі через резистор R ОС . Знайдемо вираз коефіцієнта посилення схеми.

Малюнок 8.2. Підсилювач, що інвертує

Відповідно до виразу (8.3)

U A = U B = 0 (8.5)

Отже, потенціал точки А у першому наближенні дорівнює потенціалу загальної шини – «землі». Тому ця точка отримала назву «віртуальної землі».

Використовуючи отримане значення, знаходимо для струмів, що входять (8.4)

. (8.7)

Прирівнюючи їх та враховуючи, що До = U вих / U вх,отримуємо для коефіцієнта посилення інвертуючого підсилювача

, (8.8)

де знак мінус вказує на зміну фази вихідного сигналу в порівнянні з фазою вхідного на 180 0 (вихідна напруга знаходиться у протифазі, інверсно, з вхідною напругою). У зв'язку з цим, якщо вхідний сигнал наростає, то посилений вихідний - спадає, і навпаки, вхідному сигналу, що спадає, відповідає наростаючий вихідний. Подібне явище вже нами зустрічалося під час розгляду підсилювачів ОЕ, ПРОі ОІ.

З (8.8) видно, що підсилювач, що інвертує, може мати будь-який коефіцієнт посилення як більший одиниці, так і менший.

Паралельний негативний зворотний зв'язок за напругою зменшує вихідний (див. (8.1)) та вихідний опір підсилювача. Величину останнього, у першому наближенні, можна визначити, використовуючи поняття «віртуальна земля». Так як напруга в точці А дорівнює нулю, то для джерела вхідного сигналу «здається», що між його входами включений резистор R1 , тобто.

R вх та вус = R 1 . (8.9)

Як показано у попередньому розділі, введення ООСрозширює діапазон посилюваних частот. На малюнку наведена логарифмічна амплітудно-частотна характеристика ОУта інвертуючого підсилювача, спроектованого на основі цього ОУ.

Малюнок 8.3. Логарифмічна амплітудно-частотна характеристика ОУта інвертуючого підсилювача

Великі коефіцієнти посилення вихідного ОУвідповідають дуже вузькому діапазону частот – від нуля до приблизно кількох десятків/сот герц.

Рівномірний коефіцієнт посилення інвертуючого підсилювача простягається до верхньої частоти, що дорівнює:

2.2. Підсилювач, що не інвертує

Схема підсилювача, що не інвертує, наведена на малюнку 8.4.

Малюнок 8.4. Підсилювач, що не інвертує

Вхідний сигнал надходить на неінвертуючий вхід ОУчерез дільник R2 , R3 . Напруга на прямому вході

де До справ - Коефіцієнт поділу дільника R2 , R3 .

Інвертуючий вхід ОУзаземлений через резистор R1 . Напруга на інвертуючому вході

.

Прирівнюючи цю напругу (на підставі (8.3)), отримуємо

, (8.11)

У підсилювачі, що не інвертує, вихідна напруга збігається по фазі з вхідним. З (8.11) випливає, що коефіцієнт посилення неінвертованого підсилювача може бути менше 1 тільки при використанні дільника з До справ  1. За відсутності вхідного дільника ( R 2 = 0; R 3   ) коефіцієнт посилення завжди більше одиниці.

Послідовний негативний зворотний зв'язок з напругою зменшує вихідний і збільшує вхідний опір всього підсилювача. Вихідний опір підсилювача, що інвертує, через негативний зворотний зв'язок по напрузі можна вважати близьким до нуля аналогічно інвертуючому підсилювачу (див. 8.1).

Вхідний опір ОУчерез послідовний негативний зворотний зв'язок збільшується доже в порівнянні з вхідним опором ОУдиференційного сигналу. Його величина визначається опором синфазного сигналу.

За наявності вхідного дільника

R вх н і вус = R 2 + R 3 . (8.12)

Амплітудно-частотна характеристика підсилювача, що не інвертує, подібна АЧХпідсилювача, що інвертує (див. малюнок 8.3).

2.3. Повторювачі на основі ОУ

Іноді при побудові різних електронних схем потрібні підсилювальні каскади, що мають (за модулем) одиничні коефіцієнти посилення ( повторювачі).

Найчастіше за основу їх проектування використовують схему підсилювача, що не інвертує, без вхідного резистивного дільника, що забезпечує дуже великий вхідний опір. Повторювач, згідно (8.11) за ( До справ= 1) можна продати трьома методами (рисунок 8.5):

R ОС = 0 (безпосереднє з'єднання виходу з входом, що інвертує);

R 1 =  (розрив ланцюга, до якого включено R1 ) і наостанок,

R ОС = 0 і одночасно R 1 = .

Найбільш просто реалізується схема повторювача в третьому випадку (рисунок 8.5,в), проте й інші варіанти повторювачів, що не інвертують, також знаходять застосування на практиці. Зверніть увагу на те, що величина резистора, що залишився, в схемах на малюнках 8.5,а, б абсолютно не впливає на одиничний коефіцієнт посилення повторювача.

Малюнок 8.5. Неінвертуючі повторювачі напруги на основі ОУ

Повторювач напруги можна спроектувати і на основі підсилювача, що інвертує, якщо в ньому (рисунок 8.2) вибрати резистори з однаковим опором R 1 = R ОС .

2.4. Суматори на основі ОУ

Суматоромназивається електронний пристрій, що має кілька входів і один вихід, напруга на якому пропорційна сумі напруги всіх входів. Такі пристрої застосовуються, коли необхідно об'єднати в одному каналі сигнали різних джерел (наприклад, у мікшерах, накладання в техніці звукозапису тощо)

Схема суматора на основі ОУнаведено малюнку 8.6. Вона має два входи, проте можна використовувати і більше їх число, підключаючи їх через резистори до точки віртуальної землі А .

Малюнок 8.6. Суматор наОУ

Для визначення залежності вихідної напруги від вхідних скористаємося принципом суперпозиції та виразами (8.3) та (8.4):

,

Звідки. (8.13)

Звідки видно, що вхідні сигнали складаються зі своїми ваговими коефіцієнтами – кожен із вхідних сигналів додатково множиться на деякий коефіцієнт, що визначає його внесок у загальний вихідний сигнал. Ваговий коефіцієнт задається відношенням опором резистора в ланцюзі ОСдо опору резистора у відповідному вхідному ланцюзі. Підсумовування здійснюється із зміною знака (інверсія вхідних сигналів). Якщо виконати співвідношення R ОС = R 1 = R 2 , то можна здійснити чисте підсумовування двох вхідних сигналів. Якщо виконується лише співвідношення R 1 = R 2 , то за допомогою R ОС можна додатково масштабувати отриману суму.

2.4. Диференціальний підсилювач на основі ОУ (підсилювач, що віднімає)

Схема найпростішого диференціальногопідсилювача ( віднімального пристрою) наведено малюнку 8.7.

Малюнок 8.7. Диференціальний підсилювач наОУ

На основі принципу суперпозиції можна записати

(8.14)

Якщо виконується співвідношення R 3  R 1 = R ОС  R 2 , що рівнозначно

то (8.14) перетворюється на

що відповідає поняттю диференціального підсилювача, у той час як вираз (8.14) описує розносний (віднімає) підсилювач з власними зваженими коефіцієнтами по кожному сигналу.

Слід зазначити, що чим точніше виконуватиметься останнє співвідношення (8.15), тим точніше забезпечуватиметься різниця двох вхідних напруг. Тому при проектуванні диференціальних підсилювачів слід використовувати високочастотні та високостабільні резистори. Зрозуміло, що простіше застосовувати чотири однакові резистори ( R 1 = R 2 = R 3 = R ОС = R ), а необхідне додаткове посилення результуючого сигналу можна реалізувати у наступних каскадах. Для отримання особливо точних різницевих схем може знадобитися додаткове підстроювання одного з опорів. Можна вважати, що граничний коефіцієнт посилення синфазної складової визначається КОСС ОУ,який може бути дуже малим (див. розділ 7).

Певним недоліком диференціального підсилювача є те, що вхідні опори диференціального каскаду по двох входах відрізняються один від одного.

Крім того, для забезпечення точного перетворення необхідно обмежувати внутрішній опір джерела сигналу або, що те саме, збільшувати опір всіх резисторів диференціальної схеми.

Тому в ряді випадків доводиться використовувати складніші схеми. ДК. Радикальним вирішенням цих проблем є включення повторювачів на ОУна кожному вході, проте найкращим є використання вдалої схеми інструментального підсилювача.

2.5. Диференціатор та інтегратор на основі ОУ

Використовуємо у вхідному ланцюзі підсилювача, що інвертує, конденсатор (рисунком 8.8,а).

Малюнок 8.8. Диференціатор та інтегратор на основі ОУ

Відомо, що струм, що проходить через ємність, дорівнює добутку ємності на похідну від різниці потенціалів на обкладках конденсатора. Враховуючи (8.3), запишемо

(8.17)

де I з - Струм у вхідному ланцюгу, що проходить через конденсатор З .

На підставі (8.4) та (8.7), маємо

Або , (8.18)

тобто. вихідна напруга є «проінвертованим» диференціалом від вхідного, з коефіцієнтом пропорційності, рівним ( R З ).

Поміняємо місцями конденсатор та резистор (рисунок 8.8,б). Тоді, здійснивши дії, аналогічні попереднім, отримаємо:

,

Інтегруючи ліву та праву частини цього виразу за часом у межах від 0 до t , знайдемо

, (8.19)

де U вих 0 - Напруга на виході схеми при t = 0.

Таким чином, вихідна напруга пропорційна інтегралу вхідної напруги.

Так як U вих 0 є і напругою, до якої заряджено конденсатор у початковий момент часу, то це створює певні складності при практичній реалізації схем інтеграторів – конденсатор заряджається постійним вхідним струмом ОУ, що зрештою призводить до режиму насичення. Щоб уникнути цього явища, використовують два методи боротьби:

періодичного розряду ємності внаслідок замикання ключа До , що стоїть паралельно конденсатору;

забезпечення умов, за яких вхідний струм ОУбуло б значно менше струмів, зумовлених сигналом.

2.5. Найпростіші фільтри на основі ОУ

Сформуємо вхідний ланцюг інвертуючого підсилювача із послідовно з'єднаних конденсатора та резистора (рисунком 8.9,а).

Малюнок 8.9. Найпростіші фільтри на основі ОУ

Якщо повторити всі математичні перетворення, які були зроблені для підсилювача, що інвертує, то отримаємо

Т.кю реактивний опір ємності залежить від частоти сигналу f

, (8.21)

то модуль коефіцієнта посилення зменшуватиметься при зменшенні частоти. При f = 0 До вус = 0. При збільшенні частоти він асимптотично наближається до величини, що відповідає виразу (8.8). Таким чином, отримано пристрій, АЧХякого відповідає фільтру верхніх частот ( ФВЧ, рисунок 8.10, а) першого порядку.

Малюнок 8.10. Логарифмічна амплітудно-частотні характеристики активних фільтрів на основі ОУ: а – ФВЧ, б - ФНЧ, в – ПФ.

Не слід забувати, що реальний фільтр матиме спад АЧХна високих частотах, який обумовлений високочастотними властивостями використовуваного ВП(Див. Вираз (8.10)). Тому для того, щоб аналізована структура ефективно виконувала функції ФВЧнеобхідно, щоб верхня частота сигналу, що обробляється f в с була значно меншою f в ОУ .

Нижня частота розрізаного зрізу ФВЧза рівнем спаду на 3 дБ

Ведемо конденсатор паралельно резистору в ланцюг зворотного зв'язку підсилювача, що інвертує (рисунком 8.9,б). Використовуючи підходи, аналогічні попереднім, отримаємо

де. - Опір, еквівалентний паралельному з'єднанню конденсатора та ірезистора.

Зі зростанням частоти опір резистора буде все сильніше шунтуватися реактивним опором ємності, що зменшується. Це призведе до зменшення модуля опору ланцюга ОС, і як наслідок зменшення модуля коефіцієнта посилення. При зменшенні частоти коефіцієнта посилення асимптотично буде наближатися до величини До = R ОС / R 1 . Отже, схема малюнка 8.9 б відповідає фільтру нижніх частот ( ФНЧ) першого порядку.

Верхня частота зрізу аналізованого ФНЧза рівнем спаду на 3 дБ

Реально верхня частота зрізу, не може бути більшою за верхню частоту зрізу f в ОУ яка обумовлена ​​високочастотними властивостями використовуваного ВП. Тому

Якщо об'єднати ці дві схеми, то вийде смуговий фільтр ( ПФ), нижня і верхня частоти зрізу будуть визначатися творами ємності на опір елементів, що стоять у відповідних ланцюгах (аналогічні вирази (8.22) і (8.24)). Звичайно, при розрахунках має дотримуватися очевидне співвідношення

f в ОУ  f в  f н .

3. Нелінійні схеми

3.1. Вступні зауваження

На основі ОУможна легко будувати підсилювачі із різними нелінійними амплітудними характеристиками. Зазвичай такі підсилювачі призначені для корекції нелінійності характеристик різних датчиків, що використовуються в системах керування, контролю та вимірювання. Наприклад, якщо передатна характеристика будь-якого датчика має вигляд кривої 1 на малюнку 8.11, то у разі ідеального підсилювача за таким самим законом буде змінюватися і вихідний сигнал, що часто неприпустимо. Тому доцільно в підсилювач ввести ланку, що має амплітудну (передаточну) характеристику, зворотну характеристику датчика, що застосовується (крива 2 , малюнку). Зрозуміло, що у такому разі вихідний сигнал матиме лінійну залежність від вхідної вимірюваної характеристики (пряма 3).

Малюнок 8.11. Передатні характеристики датчика (а) та підсилювача (б), що коректує

У ряді випадків необхідно вирішити обернену задачу – отримати передатну характеристику, що змінюється за якимсь заданим законом.

Ці завдання можуть бути вирішені внаслідок використання нелінійних схем на основі ОУ.

3.2. Логарифмічний підсилювач

Логарифмічний підсилювачмає нелінійну амплітудну характеристику (рисунок 8.12), що відповідає логарифмічній залежності вихідної напруги від вхідної U вих = log (U вх ) . Такий підсилювач іноді застосовується в тих випадках, коли необхідно зменшити динамічний діапазон сигналів, що посилюються, так як він посилює сигнали малої амплітуди з більшим коефіцієнтом посилення, ніж сигнали великої амплітуди.

Малюнок 8.11. Амплітудна характеристика логарифмічного підсилювача

Логарифмічний підсилювач зазвичай виконується на основі інвертуючого підсилювача на ОУ,в якому як елемент зворотного зв'язку застосовується нелінійний елемент, що має логарифмічну вольтамперну характеристику - діод (рисунок 8.12,а).

Малюнок 8.12. Логарифмічний (а) та антилогарифмічний (б) підсилювачі на основі ОУ

Нагадуємо, що залежність струму діода I д від падіння напруги на ньому U д описується виразом

,

де I 0 - Тепловий струм діода;  Т – температурний потенціал (приблизно 0,025 В).

На підставі (8.3) та (8.4) маємо

I д = I вх = U вх / R і U вих = – U д ,

Звідки. (8.26)

3.3. Антилогарифмічний підсилювач

Антилогарифмічний (експоненційний) підсилювач має зворотну логарифмічну передатну характеристику. Для отримання таких схем достатньо у наведеній схемі логарифмічного підсилювача поміняти місцями діод та резистор (рисунок 8.12,б). Залежність вихідної напруги від вхідної одержуємо аналогічно попередньому. З (8.3) та (8.4) маємо:

I вх = I д = I ОС ; U д = U вх ; U вих = – I ОС * R = – I д * R ,

Звідки – U д . (8.27)

3.4. Функціональні підсилювачі

Функціональний підсилювач є універсальною схемою, за допомогою якої можна реалізувати будь-яку залежність вихідної напруги від вхідної. Ідея функціонального підсилювача полягає в поданні потрібної нелінійної залежності вихідної та вхідної напруги у вигляді кусково-лінійної апроксимації та побудові такої схеми підсилювача, коефіцієнт посилення якої залежить від вхідної або вихідної напруги. На малюнку 8.13 представлена ​​нелінійна характеристика та її апроксимація відрізками прямих ліній.

Малюнок 8.13. Шматково-лінійна апроксимація нелінійної амплітудної характеристики підсилювача

З малюнка видно, що на ділянці від 0 до U вх1 підсилювач повинен мати коефіцієнт посилення До 1 на наступній ділянці, від U вх1 до U вх2 - коефіціент посилення До 2 і т.д. Величини цих коефіцієнтів посилення До 1 , До 2 і т.д. легко визначаються з необхідного виду апроксимуючої характеристики:

. (8.28)

За основу функціонального підсилювача зазвичай беруть схему підсилювача, що інвертує, на основі ОУ(Рисунок 8.14).

Малюнок 8.14. Функціональний підсилювач

На першій ділянці, в межах 0 до U вх1 коефіцієнт посилення такого підсилювача (без урахування знака) визначається відношення резистора R 1 і R ос :

Якщо при збільшенні вхідної напруги згори U вх1 , коефіціент посилення До 2 повинен збільшитись (як показано на малюнку 8.13), то необхідно зменшити опір резистора R 1 так, щоб коефіцієнт посилення став рівний До 2 (якщо коефіцієнт посилення До 2 зменшується, необхідно змінювати опір резистора R ос , в цьому випадку наступні зміни в схемі та вирази для розрахунку параметрів легко виводяться аналогічним чином). Нове значення опору вхідного резистора підсилювача, що інвертує, визначається за формулою

Для зменшення опору резистора R 1 необхідно паралельно йому включити додатковий резистор, причому він повинен включатися лише тоді, коли вхідна напруга перевищить величину U вх2 . Для цього в схему підсилювача, що інвертує, включається додатковий ланцюжок з резисторів R 2 , R 3 та діода VD . Відповідно до принципу "уявної землі", анод діода, приєднаний до входу, що інвертує ОУ,має потенціал рівний нулю. Діод відкриється тоді, коли напруга на катоді U А зменшиться нижче потенціалу анода, тобто. нижче 0. Тому напруга джерела усунення має бути протилежного знака порівняно зі знаком аналізованої вхідної напруги.

До моменту відмикання діода напруга в точці А можна визначити з виразу:

Після відмикання еквівалентний опір паралельно включених резисторів R 1 і R 2 має дорівнювати значенням, розрахованим по (8.29), звідки

Визначивши опір R 2 і, задавшись величиною напруги зміщення (при цьому, доцільно як це джерело зміщення використовувати напругу одного з джерел живлення ОУ), (8.30) визначають опір резистора R3 .

Якщо характеристика апроксимована ще однією прямою, то аналогічно включається і розраховується додатковий ланцюжок із двох резисторів та діода.

Джерела сигналу із вхідним опором навантаження.

Буферні підсилювачі і напруги і струму (у тому числі повторювачі) посилюють потужність . На практиці, під словосполученням буферний підсилювачнайчастіше розуміється саме буферний підсилювач напруги.

Залежно від необхідного діапазону вихідних струмів і напруг буферні підсилювачі можуть будуватися

• на дискретних транзисторах, повторювачі змінної напруги - також на лампах
• на операційних підсилювачах загального призначення
• на спеціалізованих ІС буферних підсилювачів

Wikimedia Foundation. 2010 .

Дивитись що таке "Буферний підсилювач" в інших словниках:

буферний підсилювач- - [Я.Н.Лугинський, М.С.Фезі Жилінська, Ю.С.Кабіров. Англо-російський словник з електротехніки та електроенергетики, Москва, 1999 р.] Тематики електротехніка, основні поняття EN buffer … Довідник технічного перекладача

буферний підсилювач- buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: angl. buffer amplifier; isolating amplifier vok. Bufferverstärker, m rus. буферний підсилювач, m pranc. amplificateur tampon, m ryšiai: sinonimas – skiriamasis stiprintuvas … Automatikos terminų žodynas

Електронний підсилювач підсилювач електричних сигналів, у підсилювальних елементах якого використовується явище електричної провідності у газах, вакуумі та напівпровідниках. Електронний підсилювач може являти собою як самостійне… Вікіпедія

У статті описано деякі типові застосування інтегральних операційних підсилювачів (ОУ) в аналоговій схемотехніці. На малюнках використано спрощені схемотехнічні позначення, тому слід пам'ятати, що несуттєві деталі (з'єднання з … Вікіпедія

У цього терміна існують інші значення, див. Стабілітрон (значення) ... Вікіпедія

Графічні зображення та елементи численних та різноманітних приладів та пристроїв електроніки, автоматики, радіо та обчислювальної техніки. Проектування та розробка базових електронних схем і створюваних з них складніших систем саме … Енциклопедія Кольєра