IGBT sa zapína privedením kladného napätia na bránu (zvyčajne V G(on) = +15 V), typická hodnota vypínacieho napätia je v rozsahu V G(off) = -5...-15 V. Pri určitých hodnotách V G(on) / V G (off) je možné dynamickú charakteristiku spínača nastaviť odpormi inštalovanými v obvode hradla a obmedzujúcimi jeho prúd I G (pozri obr. 1, 2).
Ryža. 1.
Ryža. 2. A, B - obmedzenie prúdu zapnutia/vypnutia pomocou rezistorov R G(on), R G(off), B - napätie V GE a hradlový prúd I G
Výberom hodnotenia R G(on)/R G(off) môžete meniť spínací čas, úroveň dynamických strát a spínacích prepätí, ako aj množstvo ďalších parametrov vrátane zloženia spektra elektromagnetického rušenia. Výber impedancie pohonu brány je teda jedným z najdôležitejších konštrukčných krokov, ktorý si vyžaduje maximálnu pozornosť.
Hodnoty kapacít hradla závisia od napätia kolektor-emitor V CE IGBT, takže sa pri jeho spínaní menia. Zodpovedajúce grafy Cies, Coes, Cres verzus V CE sú uvedené v technických špecifikáciách výkonových modulov. Impedancia riadiaceho obvodu, ktorá obmedzuje špičkovú hodnotu hradlového prúdu I G v momentoch zapnutia a vypnutia, určuje dobu nabíjania vstupných kondenzátorov. Obrázky 2a a 2b znázorňujú obvody toku prúdu pri použití samostatných rezistorov zapnutých a vypnutých liniek RG(on) /R G(off), tvar hradlového prúdu I G, keď je aplikovaný riadiaci impulz VGE, je znázornený na obrázku 2c.
S klesajúcimi hodnotami R G(on)/R G(off) klesá časová konštanta obvodu dobíjania a zodpovedajúcim spôsobom klesá spínací čas t R /t F a úroveň dynamických strát E SW. Napriek pozitívnemu efektu zníženia straty výkonu, zvýšenie rýchlosti prúdového útlmu vedie k nebezpečnému zvýšeniu úrovne spínacích prepätí V stray spôsobených prítomnosťou distribuovanej indukčnosti L S napájacích zberníc jednosmerného medziobvodu: V stray = L S × di/dt.
Vizuálne znázornenie tohto efektu je dané diagramami znázornenými na obrázku 3.
Ryža. 3. Nárast spínacieho prepätia V rozptyl so zvyšujúcim sa di/dt
Vytieňovaná plocha grafov, ktorá je súčinom kolektorového prúdu I C a napätia V CE počas doby vypnutia, predstavuje stratovú energiu E off.
Ak je návrh zbernice jednosmerného prúdu neúspešný a hodnota L S je veľká, rázové napätie V môže poškodiť sieťový vypínač. Proces sa stáva obzvlášť nebezpečným v režime vypnutia IGBT počas skratu (skrat), keď je hodnota di/dt maximálna. Úroveň rozptylu V možno znížiť výberom väčšej hodnoty pre odpor R Goff (15 ohmov namiesto 10 ohmov, ako je znázornené na obrázku). To je dôvod, prečo niektoré ovládače IGBT (napríklad SKYPER 32PRO) implementujú režim mäkkého vypnutia pre SSD (Soft Shut Down), v ktorom je IGBT uzamknutý cez samostatný rezistor R G (vypnutý) veľkej hodnoty. Prirodzenou cenou za to je zvýšenie energetických strát, preto sa pri použití moderných typov IGBT a správnej topológie DC zbernice použitie režimu SSD neodporúča.
Treba tiež poznamenať, že zvýšenie rýchlosti spínania, čo vedie k zvýšeniu di/dt a dv/dt, zvyšuje aj úroveň elektromagnetického rušenia (EMI) emitovaného prevodníkom. Tabuľka 1 ukazuje, ako zmena hodnoty hradlového odporu ovplyvňuje základné dynamické charakteristiky IGBT.
Stôl 1. Vplyv hradlového odporu na dynamické vlastnosti IGBT
| Dynamické charakteristiky | RG- | RG¯ |
|---|---|---|
| Čas zapnutia, t | ← | ↓ |
| Čas vypnutia, t off | ← | ↓ |
| Zapnutie energie, E zapnuté | ← | ↓ |
| Vypnutie energie, vypnutie E | ← | ↓ |
| Špičkový nábehový prúd (IGBT) | ↓ | ← |
| Špičkový vypínací prúd (dióda) | ↓ | ← |
| Rýchlosť zmeny napätia, dv/dt | ↓ | ← |
| Rýchlosť zmeny prúdu, di/dt | ↓ | ← |
| Spínacia úroveň prepätia, V rozptyl | ↓ | ← |
| Úroveň elektromagnetického rušenia (EMI). | ↓ | ← |
SEMIKRON nedávno uviedol na trh štvrtú generáciu modulov založených na kryštáloch IGBT Trench 4 a rýchlych diódach CAL 4. Jednou z hlavných výhod nových modulov je rýchlosť zmeny prúdu di/dt znížená takmer o 30% pri nižšej (asi 20%) strate energie. Vďaka tomu použitie nových kľúčov umožňuje nielen zvýšiť účinnosť konverzie, ale aj zlepšiť elektromagnetickú kompatibilitu a znížiť riziko poruchy v núdzových situáciách.
Dynamická charakteristika IGBT diódy v krabici závisí aj od hodnoty hradlového odporu a do značnej miery určuje jeho minimálnu hodnotu. Rýchlosť zapínania tranzistora by nemala prekročiť rýchlosť spätného zotavenia diódy: zníženie hodnoty RG a zodpovedajúce zvýšenie diC/dt vedie nielen k zvýšeniu úrovne prepätia pri vypnutí IGBT , ale tiež vytvára dynamické napätie pre diódu.
SEMIKRON vo svojich moduloch využíva rýchle diódy vyrábané vlastnou technológiou CAL (Controlled Axial Lifetime), ktorá umožňuje meniť životnosť nosičov. Ich hlavným rozdielom je plynulá reverzná charakteristika dirr/dt a dynamické charakteristiky optimálne prispôsobené IGBT. To pomáha znižovať úroveň dynamických strát a EMI, ako aj znižovať veľkosť prepätí počas vypínania.
Výber Gate Rezistor
Spravidla je koncový stupeň budičov zostavený podľa push-pull obvodu s deleným výstupom, ako je znázornené na obrázku 1. Vstupy oboch MOSFET tranzistorov sú riadené jedným logickým signálom: keď je vysoký, N -prepínač kanála sa otvorí a keď je hladina nízka, otvorí sa prepínač P-kanálu. Použitie deleného výstupu umožňuje generovať asymetrické riadiace napätie V GE a nezávisle voliť hodnoty rezistorov R G pre režimy zapnutia a vypnutia.
Optimalizácia obvodu ovládania brány zahŕňa výber hodnôt R G(on) / RG(off) (pri danej hodnote V GE), ktoré zaisťujú minimálnu úroveň dynamických strát, absenciu nebezpečných oscilácií počas prepínania, nízky spätný regeneračný prúd boxera. dióda a nízka úroveň spínacích prepätí. Hľadanie optima komplikuje skutočnosť, že niektoré zo zadaných parametrov sú vo vzájomnom rozpore (pozri tabuľku 1).
Typicky je potrebný menší hradlový odpor na riadenie väčšieho IGBT a naopak. Zároveň hodnota RG uvedená ako referenčná (R Gref) v technických špecifikáciách neposkytuje vždy najlepšiu rovnováhu vyššie uvedených vlastností. Optimálna hodnota odporu pre väčšinu špecifických aplikácií je v rozsahu R Gref ...2 × R Gref. Hodnota R Gref je spravidla zároveň minimálnou odporúčanou hodnotou, zaisťujúcou bezpečné vypnutie maximálneho povoleného impulzného prúdu IGBT (ICM). Pripomeňme, že bezpečná prevádzková oblasť (OSA alebo SOA) je normalizovaná pre ICM alebo dvojnásobok menovitého kolektorového prúdu ICM = 2 × I C .
Vo väčšine praktických obvodov práve odpor 2 × R Gref poskytuje potrebnú rovnováhu a začína sa ním proces optimalizácie dynamických charakteristík. Zníženie hodnoty hradlového odporu je možné len vtedy, ak rastúca prúdová rýchlosť spínania di/dt nespôsobí nebezpečné prepätia. Malo by sa tiež pamätať na to, že zníženie impedancie obvodu pohonu brány vedie k zvýšeniu prúdového zaťaženia vodiča a zvýšeniu straty energie.
Správna voľba RG pri návrhu musí byť potvrdená skúškami hotovej konštrukcie vrátane analýzy tepelných pomerov a merania hodnoty rozptylu V za všetkých prevádzkových podmienok až po skrat. Presne takú metodiku používa dizajnérske centrum SEMIKRON vo Francúzsku, ktoré za 35 rokov vypracovalo viac ako 12 000 projektov pre rôzne zariadenia s výkonom od desiatok kW až po jednotky MW.
Pri výbere odporu brány treba brať do úvahy, že pri toku nabíjacích/vybíjacích prúdov sa na nej môže rozptýliť veľké množstvo výkonu. Odporúča sa vybrať odpory, ktoré majú nízky teplotný koeficient TCR a rozsah hodnôt nepresahujúcich 1%. Vo väčšine prípadov je dobrým riešením použitie paralelného zapojenia určitého počtu SMD rezistorov (MELF, MINI-MELF). To zaisťuje vysokú odolnosť voči impulzným preťaženiam, dobré rozloženie tepla a necitlivosť obvodu na výpadok jedného z odporov.
Chyba pri výbere RG môže viesť k mimoriadne nežiaducim následkom a je potrebné analyzovať vplyv riadiaceho obvodu brány na všetky prevádzkové režimy meniča. Napríklad zvýšenie hodnotenia RG, ktoré umožňuje znížiť úroveň emisií spínania, nevyhnutne povedie k zvýšeniu dynamických strát a prehriatiu výkonového spínača. Možným dôsledkom použitia neprimerane veľkého hradlového odporu môže byť prechod IGBT do lineárneho režimu a výskyt oscilácií v hradlovom obvode. Na druhej strane, ako už bolo uvedené, výsledkom použitia príliš malého RG je zvýšenie napäťových rázov počas prepínania a zvýšenie úrovne EMI.
Konštruktér si musí byť vedomý toho, že optimalizácia obvodu pohonu brány nemôže kompenzovať negatívne vplyvy spôsobené zlým návrhom jednosmernej zbernice, ktorá neposkytuje nízku hodnotu rozloženej indukčnosti L S . V tomto prípade môže byť úroveň spínacích prepätí nebezpečná aj v nominálnych prevádzkových podmienkach, preto je minimalizácia hodnoty L S prvou a hlavnou úlohou vývoja jednosmerného medziobvodu. Iba ak je tento problém vyriešený, môžeme uvažovať o optimalizácii R G a vhodnosti použitia režimu mäkkého vypnutia SSD.
V súčasnosti sa tranzistory MOSFET a IGBT používajú hlavne ako spínače vysokého a stredného výkonu. Ak tieto tranzistory považujeme za záťaž pre ich riadiaci obvod, tak ide o kondenzátory s kapacitou tisícok pikofaradov. Na otvorenie tranzistora je potrebné túto kapacitu nabiť a pri zatváraní vybiť, a to čo najrýchlejšie. Toto je potrebné urobiť nielen preto, aby váš tranzistor mal čas pracovať pri vysokých frekvenciách. Čím vyššie je hradlové napätie tranzistora, tým nižší je odpor kanála pre MOSFET alebo tým nižšie je saturačné napätie kolektor-emitor pre IGBT tranzistory. Prahové napätie pre otváranie tranzistorov je zvyčajne 2–4 volty a maximum, pri ktorom je tranzistor úplne otvorený, je 10–15 voltov. Preto by sa malo použiť napätie 10-15 voltov. Ale ani v tomto prípade nie je kapacita hradla nabitá okamžite a tranzistor nejaký čas pracuje v nelineárnej časti svojej charakteristiky s vysokým odporom kanála, čo vedie k veľkému poklesu napätia na tranzistore a jeho nadmernému zahrievaniu. Ide o takzvaný prejav Millerovho efektu.
Aby sa kapacita brány rýchlo nabila a tranzistor sa otvoril, je potrebné, aby váš riadiaci obvod mohol poskytnúť tranzistoru čo najväčší nabíjací prúd. Kapacita brány tranzistora sa dá zistiť z pasových údajov pre produkt a pri výpočte by ste mali vziať Cvx = Ciss.
Zoberme si napríklad tranzistor MOSFET IRF740. Má nasledujúce vlastnosti, ktoré nás zaujímajú:
Čas otvorenia (doba vzostupu - Tr) = 27 (ns)
Čas zatvorenia (čas pádu - Tf) = 24 (ns)
Vstupná kapacita - Ciss = 1400 (pF)
Maximálny otvárací prúd tranzistora vypočítame ako:
Maximálny uzatvárací prúd tranzistora určujeme rovnakým princípom:
Pretože na napájanie riadiaceho obvodu zvyčajne používame 12 voltov, odpor obmedzujúci prúd určíme pomocou Ohmovho zákona.
To znamená, že odpor Rg=20 Ohm, podľa štandardnej série E24.
Upozorňujeme, že takýto tranzistor nie je možné ovládať priamo z regulátora, uvediem, že maximálne napätie, ktoré môže regulátor poskytnúť, bude do 5 voltov a maximálny prúd do 50 mA. Výstup regulátora bude preťažený a tranzistor bude vykazovať Millerov efekt a váš obvod veľmi rýchlo zlyhá, pretože niekto, buď regulátor alebo tranzistor, sa najskôr prehreje.
Preto je potrebné zvoliť správny ovládač.
Ovládač je impulzný výkonový zosilňovač a je určený na ovládanie výkonových spínačov. Ovládače môžu byť horné a spodné klávesy oddelene, alebo môžu byť kombinované do jedného krytu do horného a dolného ovládača kláves, napríklad IR2110 alebo IR2113.
Na základe vyššie uvedených informácií musíme vybrať budič schopný udržať prúd hradla tranzistora Ig = 622 mA.
Použijeme teda budič IR2011 schopný podporovať hradlový prúd Ig = 1000 mA.
Je tiež potrebné vziať do úvahy maximálne napätie záťaže, ktoré budú spínače spínať. V tomto prípade sa rovná 200 voltom.
Ďalším veľmi dôležitým parametrom je rýchlosť uzamykania. Tým sa eliminuje tok priechodných prúdov v push-pull obvodoch znázornených na obrázku nižšie, čo spôsobuje straty a prehrievanie.
Ak si pozorne prečítate začiatok článku, potom podľa pasových údajov tranzistora môžete vidieť, že čas zatvárania by mal byť kratší ako otvárací čas, a teda vypínací prúd by mal byť vyšší ako otvárací prúd. >Ir. Je možné zabezpečiť väčší uzatvárací prúd znížením odporu Rg, ale potom sa zvýši aj otvárací prúd, to ovplyvní veľkosť rázu spínacieho napätia pri vypínaní v závislosti od rýchlosti poklesu prúdu di/dt. Z tohto pohľadu je zvýšenie rýchlosti spínania do značnej miery negatívnym faktorom, ktorý znižuje spoľahlivosť zariadenia.
V tomto prípade využijeme pozoruhodnú vlastnosť polovodičov prepúšťať prúd v jednom smere a do obvodu hradla nainštalujeme diódu, ktorá bude prechádzať vypínacím prúdom tranzistora If.
Hradlový prúd Ir teda potečie cez odpor R1 a hradlový prúd If potečie cez diódu VD1 a keďže odpor p–n prechodu diódy je oveľa menší ako odpor odporu R1, potom If>Ir . Aby vypínací prúd neprekročil svoju hodnotu, zapojíme do série s diódou odpor, ktorého odpor určíme zanedbaním odporu diódy v otvorenom stave.
Zoberme si najbližšie menšie zo štandardnej série E24 R2=16 Ohm.
Teraz sa pozrime na to, čo znamená názov ovládača horného tlačidla a ovládača dolného tlačidla.
Je známe, že tranzistory MOSFET a IGBT sú riadené napätím, menovite hradlovým napätím (Gate-Source) Ugs.
Aké sú horné a dolné klávesy? Na obrázku nižšie je znázornená schéma polovičného mostíka. Tento obvod obsahuje horné a dolné klávesy, VT1 a VT2. Horný spínač VT1 je pripojený odtokom ku kladnému napájaniu Vcc a zdrojom k záťaži a musí byť otvorený napätím aplikovaným vzhľadom na zdroj. Spodný kľúč, odtok je pripojený k záťaži a zdroj je pripojený k zápornému zdroju napájania (uzemnenie) a musí byť otvorený napätím aplikovaným vzhľadom na zem.
A ak je všetko veľmi jasné so spodným tlačidlom, použite naň 12 voltov - otvorí sa, aplikujte naň 0 voltov - zatvorí sa, potom pre horný kľúč potrebujete špeciálny obvod, ktorý ho otvorí vzhľadom na napätie na zdroji tranzistora. Táto schéma je už implementovaná vo vnútri ovládača. Všetko, čo potrebujeme, je pridať zosilňovaciu kapacitu C2 do ovládača, ktorý sa bude nabíjať napájacím napätím ovládača, ale vzhľadom na zdroj tranzistora, ako je znázornené na obrázku nižšie. Práve s týmto napätím sa odomkne horný kľúč.
Tento obvod je celkom funkčný, ale použitie zosilňovacej kapacity mu umožňuje pracovať v úzkych rozsahoch. Táto kapacita sa nabíja, keď je spodný tranzistor otvorený a nemôže byť príliš veľká, ak obvod musí pracovať pri vysokých frekvenciách, a tiež nemôže byť príliš malá pri prevádzke pri nízkych frekvenciách. To znamená, že pri tejto konštrukcii nemôžeme nechať horný spínač otvorený donekonečna, po vybití kondenzátora C2 sa okamžite zatvorí, ale ak použijeme väčšiu kapacitu, nemusí sa stihnúť dobiť do ďalšej doby prevádzky tranzistora. .
S týmto problémom sme sa stretli viac ako raz a veľmi často sme museli experimentovať s výberom zosilňovacej kapacity pri zmene spínacej frekvencie alebo prevádzkového algoritmu obvodu. Problém bol vyriešený časom a veľmi jednoducho, tým najspoľahlivejším a „takmer“ lacným spôsobom. Pri štúdiu Technickej referencie pre DMC1500 nás začal zaujímať účel konektora P8.
Po pozornom prečítaní návodu a dôkladnom pochopení obvodu celého pohonu sa ukázalo, že ide o konektor na pripojenie samostatného, galvanicky oddeleného zdroja. Mínus napájacieho zdroja pripájame k zdroju horného spínača a plus k vstupu budiča Vb a kladnej vetve kapacity zosilňovača. Kondenzátor sa teda neustále nabíja, čo umožňuje ponechať horný kľúč otvorený tak dlho, ako je potrebné, bez ohľadu na stav spodného kľúča. Tento doplnok k schéme vám umožňuje implementovať ľubovoľný algoritmus prepínania kľúčov.
Ako zdroj energie na nabíjanie zosilňovacej kapacity môžete použiť buď klasický transformátor s usmerňovačom a filtrom, alebo DC-DC menič.
Zverejnené 15.05.2014
Návrh výkonovej časti zvyčajne začína výberom kľúčov. Najvhodnejšie tranzistory s efektom poľa sú na to MOSFETy. Výber výkonových tranzistorov sa vykonáva na základe údajov o maximálnom možnom prúde a napätí napájacej siete motora.
Výber výkonových tranzistorov
Tranzistory musia s určitou rezervou odolávať prevádzkovému prúdu. Preto sa volia tranzistory s efektom poľa s prevádzkovým prúdom 1,2-2 násobku maximálneho prúdu motora. Charakteristiky tranzistorov s efektom poľa môžu naznačovať niekoľko aktuálnych hodnôt pre rôzne režimy. Niekedy označujú prúd, ktorý kryštál vydrží Id (Silicon Limited)(je väčší) a prúd je obmedzený možnosťami tela tranzistora ID (obmedzený počet balíkov)(je menšia). Napríklad:
Okrem toho sa zobrazí prúd pre pulzný režim ( Pulzný odtokový prúd), ktorý je podstatne väčší (niekoľkokrát) ako maximálny možný jednosmerný prúd.
Je potrebné vybrať tranzistory pre jednosmerný prúd a nevenovať pozornosť parametrom uvedeným pre pulzný režim. Pri výbere tranzistora sa berie do úvahy iba hodnota jednosmerného prúdu. V tomto prípade - 195A.
Ak nie je možné vybrať tranzistor s požadovaným prevádzkovým prúdom, je paralelne zapojených niekoľko tranzistorov.
V tomto prípade použite rezistory uvedené na obrázku. Ich nominálna hodnota je v jednotkách Ohmov, no vďaka nim sa paralelne zapojené tranzistory otvárajú súčasne. Ak tieto odpory nie sú nainštalované, môže nastať situácia, keď sa jeden z tranzistorov otvorí, ale ostatné ešte nie. Počas tohto krátkeho času padne všetka energia na jeden tranzistor a vyradí ho z prevádzky. Určenie hodnoty týchto rezistorov je diskutované nižšie. Dva paralelne zapojené tranzistory vydržia dvojnásobný prúd. 3-3 krát viac. Nemali by ste to však zneužívať a stavať spínače z veľkého počtu malých tranzistorov.
Výber tranzistorov s efektom poľa podľa napätia sa tiež vykonáva s rezervou najmenej 1,3-krát. Deje sa tak, aby sa predišlo zlyhaniu tranzistorov v dôsledku napäťových rázov počas spínania.
Okrem vyššie uvedených parametrov by ste sa mali opýtať na maximálnu prevádzkovú teplotu tranzistora a či pri tejto teplote vydrží požadovaný prúd. Jednou z najdôležitejších charakteristík je odpor otvoreného tranzistora. Jeho hodnoty môžu dosiahnuť niekoľko miliohmov. Na prvý pohľad je veľmi malý, no pri vysokých prúdoch sa na ňom bude vytvárať značné množstvo tepla, ktoré bude treba odviesť. Výkon, ktorý zahreje tranzistor v otvorenom stave, sa vypočíta podľa vzorca:
P=Rds*Id^2
Kde:
Rds– otvorený odpor tranzistora;
ID– prúd, ktorý preteká tranzistorom.
No je to tranzistor irfp4468ppf Ak je referenčná hodnota 2,6 mOhm, potom za hodinu prenosu 195 A bude vidieť 98,865 wattov tepla. V prípade trojfázových mostíkových obvodov sú v danom čase otvorené iba dva kľúče. Takže na dvoch uzavretých tranzistoroch bude vidieť rovnaké množstvo tepla (každý 98,865 W, celkovo – 197,73 W). Všetky smrady nefungujú celú hodinu, ale po chvíli - vo dvojici, potom kožený pár kláves funguje 1/3 hodiny. Je správne povedať, že teplo na všetkých klávesoch bude 197,73 W tepla a na povrchu klávesov (98,865 / 3 = 32,955 W). To má zabezpečiť nepretržité chladenie tranzistorov.
Ak teda tranzistor irfp4468ppf má odpor 2,6 mOhm, potom pri prúde 195 A vygeneruje 98,865 wattov tepla. V prípade trojfázového mostíkového obvodu sú v danom čase otvorené iba dva spínače. To znamená, že dva otvorené tranzistory budú generovať rovnaké množstvo tepla (každý 98,865 W, spolu 197,73 W). Ale nefungujú stále, ale postupne - v pároch, to znamená, že každý pár kláves funguje 1/3 času. Je teda správne povedať, že vo všeobecnosti sa na všetkých kľúčoch a na každom kľúči vytvorí 197,73 W tepla (98,865 / 3 = 32,955 W). Musí byť zabezpečené správne chladenie tranzistorov.
Ale je tu jedno "ale"
Približne sme vypočítali tepelné straty, ktoré vznikajú v období, keď sú kľúče úplne otvorené. Nesmieme však zabúdať, že kľúče sú charakterizované takými javmi, ako sú prechodné procesy. Práve v momente spínania, kedy sa odpor spínača mení prakticky z nuly na takmer nekonečno a naopak, dochádza k najväčšiemu vývinu tepla, ktoré je podstatne väčšie ako straty, ktoré vznikajú pri otvorených spínačoch.
Je jasné, že môžeme zaťažiť 0,55 Ohm. Živé napätie je 100V. Pri rozopnutých spínačoch je výstupné napätie 100/0,55 = 181 A. Tranzistor sa vypne a v momente jeho kontaktu klesne na 1 Ohm. Za jednu hodinu za druhou je prietok 100/(1+0,55)=64,5A Pamätáte si vzorec na výpočet tepelného stresu? Ukazuje sa, že ide o veľmi krátku hodinu spotreby tepla na tranzistore (1+0,55)*(64,5^2) = 6448 W. Čo je pri odomknutí kľúča výrazne nižšie. Ak tranzistor dosiahne 100 ohmov, spotrebuje 99,45 W. Ak tranzistor narastie na 1 KOhm, spotreba bude 9,98 W. Ak tranzistor narastie na 10 KOhm, spotreba bude 0,99 W.
Predstavme si, že máme záťaž 0,55 Ohm. Napájacie napätie 100V. Pri plne rozopnutých spínačoch získame prúd 100 / 0,55 = 181 A. Tranzistor sa uzavrie a v určitom bode jeho odpor dosiahne 1 Ohm. V tomto čase ním preteká prúd 100 / (1 + 0,55) = 64,5A. Pamätáte si vzorec, podľa ktorého sa vypočítava tepelný výkon? Ukazuje sa, že v tomto veľmi krátkom okamihu je tepelná strata na tranzistore (1 + 0,55) * (64,5 ^ 2) = 6448 W. Čo je podstatne viac ako pri verejnom kľúči. Keď sa odpor tranzistora zvýši na 100 ohmov, strata bude 99,45 W. Keď sa odpor tranzistora zvýši na 1 kOhm, strata bude 9,98 W. Keď sa odpor tranzistora zvýši na 10 kOhm, strata bude 0,99 W.
Ak vytvoríte veľmi výkonný chladiaci systém, v tranzistore sa bude generovať viac tepla, než dokáže zo seba fyzicky odobrať (pozri: Maximálna strata energie), bude horieť.
Nie je teda ťažké pochopiť, že čím rýchlejšie sa klávesy prepínajú, tým sú menšie tepelné straty a tým nižšia je teplota kláves.
Rýchlosť spínania spínačov je ovplyvnená: kapacitou hradla tranzistora s efektom poľa, hodnotou odporu v obvode hradla a výkonom ovládača spínača. Ako efektívne budú klávesy fungovať, závisí od správneho výberu týchto prvkov.
Niekedy ľudia veria, že môžu zvýšiť výkon regulátora iba zmenou kľúčov na výkonnejšie. Nie je to celkom pravda. Výkonnejšie tranzistory majú väčšiu kapacitu hradla a tým sa zvyšuje čas otvorenia tranzistora, čo ovplyvňuje ich teplotu. To sa stáva zriedka, ale mal som prípad, keď jednoduchá výmena tranzistorov za výkonnejšie zvýšila ich teplotu, pretože sa predĺžil čas ich spínania. Takže výkonnejšie tranzistory vyžadujú výkonnejšie ovládače.
Kľúčové ovládače MOSFET
Čo je kľúčový ovládač a prečo je potrebný? Prečo vôbec potrebujeme vodičov? Tranzistory s efektom poľa môžete zapnúť, ako je znázornené na obrázku:
Áno, v tomto prípade bipolárne tranzistory fungujú ako ovládače. To je tiež prijateľné. Existujú aj obvody, kde sú tranzistory s P-kanálom použité ako horné spínače a s N-kanálom ako spodné. To znamená, že sa používajú dva typy tranzistorov, čo nie je vždy vhodné. Okrem toho je takmer nemožné nájsť vysokovýkonné P-kanálové tranzistory. Zvyčajne sa táto kombinácia tranzistorov s rôznymi kanálmi používa v nízkoenergetických regulátoroch na zjednodušenie obvodu.
Oveľa pohodlnejšie je použiť tranzistory rovnakého typu, zvyčajne len N-kanálové, čo si však vyžaduje dodržanie niektorých požiadaviek na ovládanie horných tranzistorov mostíka. Hradlové napätie tranzistorov musí byť aplikované vzhľadom na ich zdroje (Zdroj). V prípade spodného spínača nevznikajú žiadne otázky, jeho závit (Zdroj) je spojený so zemou a môžeme bezpečne priviesť napätie na hradlo spodného tranzistora voči zemi. V prípade horného tranzistora je všetko o niečo komplikovanejšie, pretože napätie na jeho zdroji (Zdroj) sa mení voči zemi.
Vysvetlí. Predstavme si, že horný tranzistor je otvorený a preteká ním prúd. V tomto stave poklesne na tranzistore pomerne malé napätie a môžeme povedať, že napätie na zdrojovom zdroji horného tranzistora je takmer rovnaké ako napájacie napätie motora. Mimochodom, aby ste udržali horný tranzistor otvorený, musíte na jeho bránu priviesť napätie, napätie na jeho zdroji (Zdroj) je vyššie, to znamená, že napájacie napätie motora je vyššie.
Ak je horný tranzistor zatvorený a spodný otvorený, potom na zdroji (Zdroj) horného tranzistora napätie dosiahne takmer nulu.
Horný prepínač napája hradlo tranzistora s efektom poľa požadovaným napätím vzhľadom na jeho zdroje (Zdroj) a zabezpečuje generovanie napätia väčšieho ako je napájacie napätie motora na ovládanie tranzistora. Toto, a nielen to, robia ovládače prepínačov MOSFET.
Výber a rozmanitosť vodičov
Paleta ovládačov je pomerne veľká. Máme záujem o ovládače, ktoré majú dva vstupy pre horné a spodné klávesy (ovládače horných a dolných kláves). Napríklad: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113 atď. Treba si dať pozor na parameter Vgs vaše tranzistory. Väčšina ovládačov je určená pre Vgs = 20 V. Ak Vgs tranzistorov je výstupné napätie budičov nižšie napr Vgs tranzistor = 5V, potom budiče s výstupným napätím 20V takéto tranzistory poškodia.
Väčšina ovládačov je napájaná napätím 10-20V a podporuje vstupné signály rôznych úrovní -3,3V, 5V, 15V.
Existujú ovládače pre trojfázové mostové obvody, napríklad:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2131,3 IR2131,3 IR2131,3 IR2131,3 IR2131,23 IR21368 2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Takéto kľúčové ovládače môžu byť najvhodnejšou možnosťou. Niektoré trojfázové ovládače majú navyše dodatočnú funkciu na ochranu spínačov pred príliš veľkým prúdom atď. Celkom zaujímavá séria ovládačov IRS233x(D). Poskytuje širokú škálu ochrán vrátane prepäťovej ochrany, ochrany proti skratu, ochrany proti preťaženiu, podpäťovej ochrany zbernice, ochrany proti podpätiu napájania a ochrany proti kríženiu.
Jedným z najdôležitejších ukazovateľov ovládačov je maximálny výstupný prúd. Typicky od 200 mA do 4 000 mA. Môže sa zdať, že 4 ampéry sú príliš veľa. O všetkom však rozhoduje kalkulačka. Ako je uvedené vyššie, rýchlosť prepínania kláves je veľmi dôležitá vec. Čím výkonnejší je ovládač, tým menej času strávite prepínaním kľúčov. Čas spínania klávesov môžete približne vypočítať pomocou vzorca:
ton = Qg*(Rh+R+Rg)/U
Kde:
Qg– plné nabitie brány tranzistora s efektom poľa;
Rh– vnútorný odpor vodiča. Vypočíta sa ako U/Imax, kde U je napájacie napätie budiča, Imax je maximálny výstupný prúd. Upozorňujeme, že maximálny výstupný prúd sa môže líšiť pre horný a dolný tranzistor;
R– odpor odporu v obvode hradla;
Rg– vnútorný odpor hradla tranzistora;
U– napájacie napätie vodiča.
Napríklad, ak použijeme tranzistor irfp4468ppf a vodič IR2101 s maximálnym prúdom 200 mA. A v obvode brány je odpor 20 Ohm, potom je spínací čas tranzistora:
540*(12/0,2 + 20 + 0,8)/12 = 3636 nS
Výmena ovládača za IR2010 s maximálnym prúdom 3A a odporom v obvode brány 2 ohmy získame nasledujúci spínací čas:
540*(12/3+2+0,8)/12 = 306 nS
To znamená, že s novým ovládačom sa čas spínania skrátil viac ako 10-krát. Takže tepelné straty na tranzistoroch sa výrazne znížia.
Výpočet rezistorov v obvode hradla
Vyvinul som pre seba nasledujúce pravidlo: odpor rezistora v obvode brány tranzistora s efektom poľa nesmie byť menší ako vnútorný odpor budiča, delený 3. Napríklad budič IR2101 Napájané napätím 12V, maximálny prúd – 0,25A. Jeho vnútorný odpor: 12V / 0,25 = 48Ohm. V tomto prípade musí byť odpor v obvode hradla tranzistora s efektom poľa väčší ako 48/3 = 16 Ohm. Ak spínací čas tranzistorov so zvolenými odpormi nie je uspokojivý, mali by ste zvoliť výkonnejší budič.
Túto techniku nemôžem nazvať ideálnou, ale je odskúšaná v praxi. Ak by niekto vedel tento bod objasniť, bol by som mu vďačný.
Niekedy sa do obvodu brány tranzistora pridáva dióda s odporom alebo bez neho.
Pretože v mnohých prípadoch výkonové tranzistory pracujú s indukčnou záťažou, musia sa použiť ochranné diódy. Ak tam nie sú, tak pri vypnutí tranzistora v dôsledku prechodových procesov dôjde k prepätiu na indukčnostiach (vinutia motora), ktoré v mnohých prípadoch prerazí tranzistor a vyradí ho z činnosti.
Mnohé výkonové tranzistory už majú interné ochranné diódy a nie je potrebné používať externé diódy. Nezabudnite to však skontrolovať v dokumentácii k tranzistoru.
Dead-Time
Zmena stavu výkonových spínačov v ovládači trojfázového bezkomutátorového motora sa vykonáva v nasledujúcom poradí:
- vypnite kľúč, ktorý je potrebné vypnúť;
- počkáme nejaký čas (Dead-Time), kým sa tranzistor zavrie (približný čas spínania tranzistora sme vypočítali skôr) a skončia sa prechodové procesy spojené so spínaním;
- zapnite kľúč, ktorý je potrebné zapnúť.
Všetky horné a spodné prepínače majú oneskorenie medzi výstupnými signálmi, aby sa zabránilo súčasnému otvoreniu oboch tranzistorov (pozri:). Toto oneskorenie je však príliš krátke. Niektoré horné a dolné kľúčové ovládače majú skutočné Dead-Time. Ale v našom prípade to vôbec nepomôže, pretože ak si spomenieme, ako sa prepínajú klávesy (pozri: ), tak uvidíme, že nikdy nenastane situácia, že by klávesy jedného ramena zmenili stavy. Takže spravuj Dead-Time musí mikrokontrolér. Jedinou výnimkou môže byť, ak použijete špeciálny trojfázový ovládač, ktorý ovláda všetkých šesť kláves a má real Dead-Time.
Prúdové senzory
Tradične sa ako prúdový snímač používa skrat. Keď poznáte jeho odpor, zmerajte napätie na ňom a vypočítajte prúd. Ale pre výkonné systémy nie je použitie shuntu vždy technicky opodstatnené z dôvodu príliš veľkých tepelných strát na ňom. Snímače prúdu s Hallovým efektom majú prakticky nulový odpor, takže sa nezahrievajú. Okrem toho je spravidla napájanie a úroveň výstupného signálu takýchto snímačov v rozsahu 5V, čo je veľmi výhodné na implementáciu regulátora na mikrokontroléroch. V súčasnosti sú súčasné snímače spoločnosti pomerne populárne Allegro MicroSystems, napríklad seriál ACS71X, ACS75X.
Okrem bežného merania úrovne prúdu pomocou mikrokontroléra je rozumné vytvoriť obvod hardvérovej ochrany proti prekročeniu kritickej úrovne prúdu. Mikrokontroléru trvá nejaký čas, kým zmeria aktuálnu úroveň. Okrem toho sa po určitom čase pravidelne meria prúd. Takéto oneskorenia, ako aj možné chyby softvéru môžu spôsobiť situáciu, že kritický prúd môže poškodiť zariadenie pred príchodom ďalšieho merania. Obvod musí vypnúť napájacie spínače, keď prúd prekročí kritickú hodnotu, bez ohľadu na činnosť mikrokontroléra. Na realizáciu takéhoto obvodu sa zvyčajne používa komparátor, ktorého vstup je napájaný signálom z prúdového snímača a referenčným signálom. Pri prekročení povoleného prúdu sa spustí komparátor. Výstup komparátora sa používa ako diskrétny signál v logických obvodoch, spínače sa v núdzovom prípade vypnú. Táto implementácia má najnižšiu latenciu.
Ovládač je výkonový zosilňovač a je určený na priame ovládanie vypínača (niekedy kláves) prevodníka. Musí zosilniť riadiaci signál z hľadiska výkonu a napätia a v prípade potreby zabezpečiť jeho potenciálny posun.
Pri výbere budiča je potrebné zladiť jeho výstupné parametre so vstupnými parametrami výkonného spínača (MOSFET tranzistor, IGBT).
1. MOS tranzistory a IGBT sú napäťovo riadené zariadenia, avšak pre zvýšenie vstupného napätia na optimálnu úroveň (12-15 V) je potrebné zabezpečiť príslušný náboj v obvode hradla.
3. Na obmedzenie rýchlosti nárastu prúdu a zníženie dynamického šumu je potrebné použiť sériové odpory v obvode brány.
Budiče na riadenie zložitých konverzných obvodov obsahujú veľké množstvo prvkov, preto sa vyrábajú vo forme integrovaných obvodov. Tieto mikroobvody okrem výkonových zosilňovačov obsahujú aj obvody na konverziu úrovne, pomocnú logiku, oneskorovacie obvody na vytváranie „mŕtveho“ času, ako aj množstvo ochrán, napríklad proti nadprúdu a skratu, podpätiu a mnohé iné. . Mnoho spoločností vyrába široký funkčný sortiment: dolné premostené budiče obvodu, horné premostené budiče, horné a spodné spínacie budiče s nezávislým ovládaním každého z nich, polovičné premostené budiče, ktoré majú často len jeden riadiaci vstup a možno ich použiť pre symetrický riadiaci zákon, ovládače na ovládanie všetkých tranzistorov v mostíkovom obvode.
Typický obvod na pripojenie budiča horných a dolných kláves od International Rectifier IR2110 s princípom bootstrap napájania je znázornený na obr. 3.1, a. Obe klávesy sa ovládajú nezávisle. Rozdiel medzi týmto ovládačom a ostatnými je v tom, že IR2110 má dodatočný obvod na konverziu úrovne v dolnom aj hornom kanáli, ktorý vám umožňuje oddeliť napájanie logiky mikroobvodu od napájacieho napätia ovládača podľa úrovne. Obsahuje tiež ochranu proti nízkonapäťovému napájaniu vodiča a vysokonapäťovému „plávajúcemu“ zdroju.
Kondenzátory CD, C C sú určené na potlačenie vysokofrekvenčného rušenia v logických a napájacích obvodoch budiča. Vysokonapäťový plávajúci zdroj je tvorený kondenzátorom C1 a diódou VD1 (napájací zdroj bootstrapu).
Výstupy budiča sú pripojené k výkonovým tranzistorom pomocou hradlových rezistorov R G1 a RG2.
Keďže budič je postavený na poľných prvkoch a celkový výkon vynaložený na riadenie je zanedbateľný, kondenzátor C1 možno použiť ako zdroj energie pre koncový stupeň, dobíjaný z napájacieho zdroja U PIT cez vysokofrekvenčnú diódu VD1. Kondenzátor C1 a dióda VD1 spolu tvoria vysokonapäťový „plávajúci“ zdroj určený na ovládanie horného tranzistora VT1 mostíkového stojana. Keď spodný tranzistor VT2 vedie prúd, zdroj horného tranzistora VT1 sa pripojí na spoločný napájací vodič, dióda VD1 sa otvorí a kondenzátor C1 sa nabije na napätie U C1 = U PIT - U VD1. Naopak, keď spodný tranzistor prejde do zatvoreného stavu a horný tranzistor VT1 sa začne otvárať (obrázok 3.1), dióda VD1 je podporovaná spätným napätím napájacieho zdroja. Výsledkom je, že koncový stupeň budiča začína byť napájaný výlučne vybíjacím prúdom kondenzátora C1. Kondenzátor C1 teda neustále „prechádza“ medzi spoločným vodičom obvodu a vodičom napájacieho zdroja (bod 1).
Pri použití ovládača IR2110 s bootstrap power by sa mala venovať osobitná pozornosť výberu prvkov vysokonapäťového „plávajúceho“ zdroja. Dióda VD1 musí odolať vysokému spätnému napätiu (v závislosti od napájania obvodu), prípustnému doprednému prúdu približne 1 A, dobe zotavenia t rr = 10-100 ns, t.j. byť rýchla. Literatúra odporúča diódu SF28 (600 V, 2 A, 35 ns), ako aj diódy UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... HER 208 a ďalšie „ultrarýchle“ triedy.
Obvod budiča je navrhnutý tak, aby vysoká úroveň logického signálu na akomkoľvek vstupe HIN a LIN zodpovedala rovnakej úrovni na jeho výstupe HO a LO (pozri obr. 3.1 b, budič spoločného režimu). Výskyt vysokoúrovňového logického signálu na vstupe SD vedie k zablokovaniu tranzistorov mostíka.
Tento mikroobvod je vhodné použiť na ovládanie invertorových spínačov s PWM reguláciou výstupného napätia. Je potrebné mať na pamäti, že v riadiacom systéme je potrebné zabezpečiť časové oneskorenia („mŕtvy“ čas), aby sa zabránilo priechodným prúdom pri spínaní mostových rackových tranzistorov (VT1, VT2 a VT3,VT4, obr. 1.1).
Kapacita C1 je bootstrap kapacita, ktorej minimálnu hodnotu možno vypočítať pomocou vzorca:
Kde Q 3– hodnota nabitia brány výkonného spínača (referenčná hodnota);
I pit– spotreba prúdu vodiča v statickom režime (referenčná hodnota, zvyčajne I pit≈ I G c t silný kľúč);
Q 1– cyklická zmena nabíjania budiča (pre 500-600-voltové ovládače 5 nK);
V p– napájacie napätie budiaceho obvodu;
– pokles napätia na bootstrap dióde VD1;
T– perióda prepínania výkonných kláves.
Obr.3.1. Typická schéma zapojenia ovládača IR2110 (a) a časové schémy jeho signálov na vstupoch a výstupoch (b)
V DD – napájanie mikroobvodovej logiky;
V SS – spoločný bod logickej časti vodiča;
HIN, LIN – logické vstupné signály, ktoré riadia horný a dolný tranzistor;
SD – logický vstup na vypnutie ovládača;
V CC – napájacie napätie budiča;
COM – záporný pól napájacieho zdroja V CC;
HO, LO – výstupné signály budiča, ktoré riadia horný a dolný tranzistor;
V B – napájacie napätie vysokonapäťového „plávajúceho“ zdroja;
V S je spoločný bod záporného pólu vysokonapäťového „plávajúceho“ zdroja.
Výsledná hodnota kapacity bootstrapu sa musí zvýšiť 10-15 krát (zvyčajne C v rozmedzí 0,1-1 µF). Malo by ísť o vysokofrekvenčnú kapacitu s nízkym zvodovým prúdom (ideálne tantal).
Rezistory RG 1, RG 2 určujú čas zapnutia výkonných tranzistorov a diódy VD G 1 a VD G 2, ktoré obchádzajú tieto odpory, skracujú čas vypnutia na minimálne hodnoty. Rezistory R1, R2 majú malú hodnotu (do 0,5 Ohm) a vyrovnávajú šírenie ohmického odporu po spoločnej riadiacej zbernici (potrebné, ak je výkonný spínač paralelným zapojením menej výkonných tranzistorov).
Pri výbere ovládača pre vysokovýkonné tranzistory musíte zvážiť:
1. Zákon riadenia výkonných tranzistorov:
Pre symetrický zákon sú vhodné vysoké a nízke prepínače a polovičné mostíky;
Jednostranný zákon vyžaduje ovládače horných a dolných kláves s nezávislým ovládaním každého výkonného klávesu. Budiče s galvanickým oddelením transformátora nie sú vhodné pre asymetrický zákon.
2. Parametre výkonného kľúča (I to alebo I drain).
Zvyčajne sa používa približný prístup:
I out dr max =2 A dokáže ovládať výkonné VT s prúdom do 50 A;
I out dr max =3 A – ovládať výkonnú VT s prúdom do 150 A (inak sa výrazne zvýši čas zapnutia a vypnutia a zvýšia sa výkonové straty na spínanie), t.j. Ak je kvalitný tranzistor zvolený nesprávne, stráca svoje hlavné výhody.
3. Účtovanie dodatočných funkcií.
Spoločnosti vyrábajú ovládače s mnohými servisnými funkciami:
Rôzne výkonná ochrana kľúčov;
Podpäťová ochrana vodiča;
So vstavanými bootstrap diódami;
S nastaviteľným a nenastaviteľným časom oneskorenia pre zapnutie výkonného VT vo vzťahu k okamihu vypnutia druhého (boj cez prúdy v polovičnom mostíku);
So zabudovanou galvanickou izoláciou alebo bez nej. V druhom prípade musí byť na vstup budiča pripojený galvanický izolačný mikroobvod (najčastejšie vysokofrekvenčný diódový optočlen);
In-phase alebo anti-phase;
Napájanie ovládača (vyžaduje sa napájanie bootstrapu alebo tri galvanicky oddelené napájacie zdroje).
Ak je niekoľko typov ovládačov ekvivalentných, mali by sa uprednostniť tie, ktoré spínajú hradlový prúd výkonných tranzistorov pomocou bipolárnych VT. Ak túto funkciu vykonávajú tranzistory s efektom poľa, potom môže dôjsť za určitých okolností k poruchám v činnosti budiča (preťaženia) v dôsledku „blokovacieho“ spúšťacieho efektu.
Po výbere typu vodiča (a jeho údajov) sú potrebné opatrenia na boj proti prúdom v polovičnom mostíku. Štandardnou metódou je okamžité vypnutie výkonného kľúča a zapnutie uzamknutého s oneskorením. Na tento účel sa používajú diódy VD G 1 a VD G 2, ktoré pri zatváraní VT obchádzajú odpory brány a proces vypnutia bude rýchlejší ako odblokovanie.
Okrem posunu hradlových odporov RG 1 a RG 2 pomocou diód (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) na boj proti cez prúdy v P-obvode výkonnej kaskády vyrábajú spoločnosti integrované budiče, ktoré sú asymetrické v výstupný spínací prúd VT Iné z m akh na zapnutie a vypnutie Iné mimo m ah off(Napríklad Iné z m akh na= 2A, Iné mimo m ah off= 3A). Tým sa nastavia asymetrické výstupné odpory mikroobvodu, ktoré sú zapojené do série s hradlovými odpormi RG 1 a RG 2.
kde všetky hodnoty vo vzorcoch sú referenčné údaje pre konkrétneho vodiča.
Pre symetrický (aktuálny) ovládač platí nasledujúca rovnosť:
.
V štruktúre tranzistora MOSFET sú tri kapacity: kapacita hradla-zdroj (vstupná kapacita), kapacita zdroj-odber (výstupná kapacita), hradlo-odvodová kapacita (priechodná Pre tranzistor IGRT, v tomto poradí, , . Keď je napätie ( 15-20) V sa privedie na hradlo, spustí sa vstupná kapacita sa bude nabíjať exponenciálne a pri napätí 8-10 V sa v tranzistore objaví prúd... Táto doba je udávaná vo forme otáčky -parameter oneskorenia zapnutia (obr. 3.2) pri určitom odpore v obvode hradla
Keď sa v štruktúre VT objaví zberný prúd, vstupná kapacita sa bude nabíjať inou exponenciálnou rýchlosťou, pretože tento proces je ovplyvnený výstupnou kapacitou, potom bude vstupná kapacita akumulovať náboj Q (referenčná hodnota). Výstupný prúd (zníženie napätia na elektródach zdroj-odvod) bude závisieť hlavne od procesov v obvode, bez významného vplyvu hradlového prúdu.
Čas vybitia kapacity je uvedený aj v referenčných parametroch VT vo forme času zapnutia.
Keď je tranzistor vypnutý, kapacita sa najskôr vybije na hodnotu (), potom sa zdrojový prúd začne znižovať na 0 (). Oneskorenie zapnutia a vypnutia VT bude teda závisieť od hodnoty odporu v obvode brány a pri použití ovládača bude mať celkový odpor v obvode brány dve zložky: (s nevyváženým ovládačom a ) - const a prídavný hradlový odpor, ktorý je možné zmeniť pre oneskorenie úprav Obrázok 3.2 uvádza vyššie uvedené argumenty vo forme zjednodušených grafov.
Ryža. 3.2. Časové diagramy: (a) - keď je VT zapnutá; (b) - keď je VT vypnutá.
Referenčné údaje neposkytujú parametre vstupných a výstupných kapacít tranzistora, ale z matematiky je známe, že počiatočná časť exponenciály (do 0,7) je aproximovaná priamkou, ktorej uhol sklonu je priamo úmerné RC, čo umožňuje odhadové výpočty vo forme proporcií.
Aby sa zabránilo vzniku priechodných prúdov, je potrebné zvoliť celkovú hodnotu odporu v obvode brány ( 
a reguluje rýchlosť nabíjania kapacity hradla VT), aby sa zabezpečilo oneskorenie zapnutia tranzistora väčšie alebo rovné času strávenému zatváraním VT (pozri obr. 3.2).
(3.1)
kde je čas poklesu odtokového prúdu (referenčná hodnota);
– čas oneskorenia začiatku vypínania VT vzhľadom na moment privedenia blokovacieho napätia na bránu. Pri bočníkových diódach (VD G 1, VD G 2, obr. 3.1) je rýchlosť vybíjania jednoznačne určená odporom 
. Preto je vyriešený nasledujúci pomer (za predpokladu, že bude posunutý diódou VD G)
Pri vývoji výkonových obvodov pre statické meniče sú prvoradé opatrenia na ochranu výkonových tranzistorov pred tepelným únikom. Pretože tranzistory s efektom poľa MOSFET nemajú sekundárny prieraz, tepelné výpočty môžu byť založené na maximálnej teplote a maximálnych hodnotách straty výkonu. Celkový výkon uvoľnený tranzistorom v jeho spínacom režime je určený z výrazu:
kde Rp je celkový stratový výkon;
R per - strata výkonu počas spínania;
R pr - straty na aktívnom odpore otvoreného tranzistorového kanála;
Pynp - riadiace straty v obvode brány;
Pyr - strata výkonu v dôsledku úniku v zatvorenom stave.
kde L L(op) je odpor tranzistora v otvorenom stave (referenčný parameter).
Straty vo vedení P pr sú hlavnou zložkou strát v tranzistore s efektom poľa. Tieto straty možno vypočítať na základe znalosti efektívnej (efektívnej) hodnoty odtokového prúdu:
Výkonové straty spôsobené zvodovým prúdom (P^) sú zanedbateľné (ak samozrejme tranzistor funguje), takže nemá zmysel ich vôbec brať do úvahy. Okrem toho, keďže jednou z hlavných výhod tranzistora s efektom poľa sú extrémne nízke straty v jeho riadiacom obvode (P riadenie), hodnotu riadiacich strát možno z výpočtov vylúčiť. Berúc do úvahy uskutočnené predpoklady, vzorec (2.1.7) na výpočet celkových strát má nasledujúcu vhodnú formu:
Tu je potrebné urobiť objasňujúcu odbočku a pripomenúť čitateľovi, že výpočet straty výkonu sa vykonáva za účelom zabezpečenia tepelných podmienok výkonových tranzistorov. Tento výpočet bude užitočný pri navrhovaní chladiacich radiátorov pre tranzistory (podrobnosti nájdete v publikáciách a). Veľmi dôležitým parametrom, bez ktorého nebude možné navrhnúť chladiaci prvok, je takzvaný „chip-to-case“ tepelný odpor R thjc tranzistora. Výskum ukázal, že tento odpor do značnej miery závisí od spínacej frekvencie tranzistora, ako aj od pracovného cyklu riadiacich impulzov, určeného pomerom času otvoreného stavu k celej perióde spínania. V technických špecifikáciách pre tranzistory sú zvyčajne uvedené takzvané normalizované prechodové tepelné impedančné charakteristiky prechodu od puzdra. Ako je možné vidieť z obr. 2.1.11, v dôsledku zotrvačnosti tepelných procesov pri vysokých spínacích frekvenciách a nízkom pracovnom cykle je tepelný odpor „kryštálového puzdra“ výrazne znížený. V každom prípade musí vývojár odhadnúť tento odpor podľa harmonogramu, aby nenavrhol radiátor na chladenie výkonových prvkov „od oka“. Čitateľ by si mal uvedomiť, že tie, ktoré sú znázornené na obr. 2.1.11 grafy sú zahrnuté v hlavnom súbore parametrov prezentovaných výrobnými spoločnosťami pre základňu výkonových prvkov. Ak pri výbere základne prvkov vývojár čelí skutočnosti, že tieto grafy nie sú v dokumentácii, je lepšie nedôverovať takejto výrobnej spoločnosti a nepoužívať jej produkty vo svojom vývoji.
S prihliadnutím na grafy 2.1.11 je tepelný odpor „kryštálového telesa“ určený nasledujúcim vzorcom:
kde ZjJJ, D) je koeficient prechodu odporu „kryštálové teleso“;
R Q (JC) - tepelný odpor „krištáľové puzdro“ v režime veľkých pracovných cyklov riadiacich impulzov alebo pri jednosmernom prúde.
Na obr. 2.1.11 existuje ďalšia krivka nazývaná jeden impulz. Odstráni sa pre jeden (neopakujúci sa) prúdový impulz. Tento režim prevádzky sa zvyčajne používa pre ochranné a spúšťacie obvody, ktoré fungujú raz. V tomto prípade je tvorba tepla spravidla malá a výkonový prvok nevyžaduje radiátor.
Vráťme sa však k tepelným stratám. Situácia so spínacími stratami je oveľa komplikovanejšia. Ak je zaťaženie tranzistora s efektom poľa čisto
Ryža. 2.1.11. Graf závislosti normalizovaného tepelného odporu od frekvencie a pracovného cyklu impulzov: a - IRFP250; b - IRJL3103D1; v -FB180SA10
aktívne, straty pri spínaní sú malé a často ich možno jednoducho ignorovať. Aktívna záťaž je však v technológii meniča energie zriedkavým prípadom. Oveľa častejšie tranzistory statických meničov „pracujú“ na záťaži so silne výraznou reaktívnou (indukčno-kapacitnou) zložkou, ktorá sa vyznačuje nesúladom maximálnych prúdov a napätí. Okrem toho v tranzistoroch pracujúcich v push-pull obvodoch (to zahŕňa polovičný mostík, mostík a trojfázové obvody) sa vyskytujú špecifické straty spätného zotavenia protiľahlých diód. Okamžite sa obrátime na metódy výpočtu dynamických strát v obvodoch push-pull, pretože na ich základe je postavená výkonná technológia prevodníka.
V obvode push-pull je potrebné zvážiť vplyv indukčnosti L na zostávajúce prvky obvodu. Malo by sa pamätať na to, že indukčnosť L je v skutočnosti magnetizačná indukčnosť primárneho vinutia vysokofrekvenčného transformátora (ak je navrhované zariadenie statický menič na napájanie typických záťaží) alebo indukčnosť vinutia motora (ak je elektrický pohon s nastaviteľnou frekvenciou sa vyvíja).
Obráťme sa na Obr. 2.1.12 a zvážte spínacie procesy vyskytujúce sa v prezentovanom typickom obvode. Spočiatku (čo
otvorenie kľúčového prvku. Je jasné, že amplitúda prepätia nemôže byť väčšia ako napájacie napätie alebo potenciál zeme, pretože protiľahlé diódy sa otvoria a „vybijú“ prepätia do zdroja energie. A predsa, ak je energia oscilačného procesu dostatočne vysoká, nemusí sa skončiť v čase, keď bude kľúčový prvok najbližšie objavený. Spínanie, keď prúd preteká reverznou diódou, povedie k takzvanej situácii „tvrdého spínania“, keď výkonový tranzistor bude krátko v režime „priechodný prúd“. Na „uhasenie“ týchto emisií je paralelne k primárnemu vinutiu transformátora zapojený RC obvod s sériovo zapojeným kondenzátorom a odporom.
Práve sme skúmali takzvaný „svetlý“ režim činnosti tranzistora v obvodoch push-pull, keď riadiace impulzy prichádzajú na brány VT1 a VT2 symetricky a v okamihu komutácie prúdy neprechádzajú cez protiľahlé diódy. . V tomto prípade nie je ťažké vypočítať spínací stratový výkon. Pre každý tranzistor pracujúci v polovičnom alebo mostíkovom obvode so štandardným zaťažením transformátora sa dá vypočítať pomocou vzorca 
kde /^max je maximálny odberový prúd.
Existuje ďalší prípad, keď sú tranzistory nútené pracovať v „ťažkom“ spínacom režime. Tento prípad sa zvyčajne zvažuje v zariadeniach na riadenie frekvencie pre motory s významnou indukčnosťou vinutia. Tu môže byť trvanie otvoreného stavu „horných“ (VT1) a „dolných“ (VT2) kľúčových prvkov polovičného mostíka a mostíka nerovnaké: v extrémnom prípade môžu byť otváracie impulzy jedného z výkonových spínačov. úplne zmiznúť. V prípade asymetrie riadiacich impulzov prúd v indukčnej záťaži nemení svoj smer, čo znamená, že napríklad po vypnutí tranzistora VT2 bude pretekať prúd i L (obr. 2.1.12 c). jeho protiľahlá dióda. V dôsledku toho dôjde k vypnutiu tranzistora VT1 v krátkodobom režime skratu, pretože dióda VD2 nebude schopná okamžite obnoviť uzamknutý stav. Čím dlhšie bude boxová dióda meškať s obnovením vypnutého stavu, tým viac tepla sa bude generovať v tranzistore. Preto na výpočet spínacích strát v „ťažkom“ režime je potrebné vziať do úvahy dynamické spínacie straty tranzistora a spätné straty protiľahlých diód. Nasledujúci vzorec vám pomôže vypočítať straty pri spínaní:
kde Q rr je spätný regeneračný náboj boxerovej diódy (referenčný parameter).
Mali by ste tiež vedieť, že reverzný regeneračný náboj krabicovej diódy (podľa obr. 2.1.14) mierne závisí od dopredného prúdu pretekajúceho diódou po vypnutí tranzistora, ale je do značnej miery určený veľkosťou zmeny v dopredný prúd v čase v štádiu spätného zotavenia, to znamená derivácia veľkosti prúdu. V praxi to znamená, že spomalenie spínacieho procesu, ktorý spôsobuje spätné zotavenie, môže znížiť náboj, a teda aj uvoľnenú energiu. Preto je v „ťažkom“ režime spínania potrebné spomaliť proces otvárania tranzistorov s efektom poľa. Rýchlosť otvárania je možné znížiť obmedzením hradlového prúdu zväčšením hradlového odporu, ako aj obídením odtokových spojov tranzistorov s RC obvodmi, ktoré obmedzujú rýchlosť spínania. Pravda, zároveň sa zvyšujú straty dynamického spínania.
Ryža. 2.1.14. Závislosť spätného zotavovacieho náboja diódy od rýchlosti spínacieho procesu
Pomerne často sa v praxi vývoja statických meničov vyskytujú prípady, keď je potrebné spínať prúd, ktorého hodnota je vyššia ako obmedzujúci prúd jedného tranzistora. A ak sa ukáže, že je ťažké vybrať si výkonnejšie zariadenie, môžete jednoducho paralelne pripojiť niekoľko zariadení určených pre nižšie prúdy. Potom bude celkový prúd rovnomerne rozdelený medzi jednotlivé tranzistory. Ak ich chcete pripojiť paralelne, musíte mať zariadenia s blízkymi prahovými hodnotami napätia. Tranzistory rovnakého typu majú spravidla veľmi blízke hodnoty prahového napätia, takže je mimoriadne nežiaduce vyberať tranzistory rôznych typov na paralelnú prevádzku. Alebo ešte lepšie, vezmite tranzistory z rovnakej výrobnej šarže, vyrobené za rovnakých podmienok.
Aby sa zabezpečilo rovnomerné zahrievanie linky tranzistorov, musia byť inštalované na spoločnom radiátore a ak je to možné, bližšie k sebe. Treba tiež pamätať na to, že cez dva paralelne zapojené tranzistory môžete prechádzať dvojnásobkom prúdu bez zníženia zaťažiteľnosti jednotlivých zariadení, ale zároveň sa vstupná kapacita, a teda aj náboj kombinovaného hradla, zdvojnásobí. V súlade s tým musí byť riadiaci obvod pre paralelne zapojené tranzistory schopný poskytnúť špecifikovaný spínací čas.
Ale aj tu sú niektoré zvláštnosti, niektoré „triky“. Ak pripojíte brány tranzistorov s efektom poľa priamo, pri vypnutí môže dôjsť k veľmi nepríjemnému „zvoneniu“ - vzájomným ovplyvňovaním cez brány sa tranzistory náhodne otvoria a zatvoria, neposlúchajú riadiaci signál. Na elimináciu „zvonenia“ sa odporúča umiestniť na svorky hradla malé feritové trubičky, aby sa zabránilo vzájomnému ovplyvňovaniu brán, ako je znázornené na obr. 2.1.15, a.
Táto metóda je dnes veľmi zriedkavá (pretože technológia výroby feritových rúr je pomerne zložitá). Jednoduchší a dostupnejší návrh obvodu je znázornený na obr. 2.1.15, b,
Ryža. 2.1.15. Paralelné zapojenie MOSFET: a - s kaliacimi feritovými trubicami; b - s hradlovými odpormi
ktorá spočíva v inštalácii identických odporov s odporom desiatok až stoviek ohmov do obvodov každej brány. Hodnota odporov brány sa zvyčajne vyberá z pomeru:
kde Q g je hodnota náboja hradla pre jeden tranzistor.
Potom je potrebné určiť množstvo prúdu poskytovaného riadiacim zariadením tranzistorovej brány. Tento prúd je určený z podmienky pôsobenia napätia U g na paralelne zapojené hradlové odpory. To znamená, že hodnota Rg získaná zo vzorca (2.1.13) sa musí pri výpočtoch znížiť toľkokrát, koľkokrát je počet paralelne zapojených tranzistorov.
Ryža. 2.1.16. Možnosť paralelného zapojenia MOSFET tranzistorov
Tranzistory VTl...VT4 sú inštalované na spoločnom radiátore čo najbližšie k sebe, čo zabezpečuje ich rovnomerný ohrev. Napájacie zbernice, ktoré môžu byť vyrobené buď z tlačených alebo plných vodičov (napríklad medený pásik alebo pocínovaný drôt), sú pripojené k zvodu a zdroju všetkých tranzistorov. Hradlové odpory Rg môžu byť umiestnené nad napájacími prípojnicami. Tranzistory sú pripevnené k chladiču pomocou skrutiek a tlačných pružín. Niekedy na zlepšenie tepelného kontaktu medzi
telesá chladiča využívajú nasledujúcu technológiu: tranzistory sú svojimi teplovodnými platňami pripevnené k spoločnému pásiku medi (alebo jej zliatin) a ten je zase priskrutkovaný k chladiču, ktorý bol predtým namazaný v mieste kontaktu s teplom. vodivá pasta. A samozrejme je potrebné zabezpečiť elektrickú izoláciu jednotlivých skupín tranzistorov, aby nedochádzalo ku skratom na miestach, kde by podľa elektrického obvodu nemali byť.
Na obr. 2.1.17 je znázornený vzhľad variantu konštrukčného celku trojfázového riadeného mostíka, zloženého z paralelne zapojených tranzistorov MOSFET a na obr. 2.1.18 - elektrická schéma pripojenia tranzistorov. Radiátor má priechodné kanály, cez ktoré je nútený byť vyfukovaný prúdom vzduchu.
