კარიბჭის რეზისტორი. დენის ტრანზისტორი დრაივერები

IGBT ჩართულია კარიბჭეზე დადებითი ძაბვის გამოყენებით (ჩვეულებრივ V G(on) = +15 V), გამორთვის ძაბვის ტიპიური მნიშვნელობა არის V G(off) = -5...-15 დიაპაზონში. V. გარკვეულ მნიშვნელობებზე V G(on) / V G (გამორთვა) გადამრთველის დინამიური მახასიათებლების დაყენება შესაძლებელია კარიბჭის წრეში დაყენებული რეზისტორებით და მისი დენის I G შეზღუდვით (იხ. ნახ. 1, 2).

ბრინჯი. 1.

ბრინჯი. 2. A, B - ჩართვა/გამორთვის დენის შეზღუდვა რეზისტორების R G(on), R G(off), B - ძაბვა V GE და კარიბჭის დენი I G.

R G(on)/R G(off) რეიტინგების არჩევით, შეგიძლიათ შეცვალოთ გადართვის დრო, დინამიური დანაკარგების დონე და გადართვის ზეძაბვა, ასევე რიგი სხვა პარამეტრები, მათ შორის ელექტრომაგნიტური ჩარევის სპექტრის შემადგენლობა. ამრიგად, კარიბჭის წამყვანი წინაღობის არჩევა არის დიზაინის ერთ-ერთი ყველაზე მნიშვნელოვანი ნაბიჯი, რომელიც მოითხოვს დიდ ყურადღებას.

კარიბჭის ტევადობის მნიშვნელობები დამოკიდებულია კოლექტორ-ემიტერის ძაბვაზე V CE IGBT, ამიტომ ისინი იცვლება მისი გადართვის დროს. Cies, Coes, Cres და V CE-ის შესაბამისი გრაფიკები მოცემულია დენის მოდულების ტექნიკურ მახასიათებლებში. საკონტროლო წრედის წინაღობა, რომელიც ზღუდავს კარიბჭის დენის I G პიკურ მნიშვნელობას ჩართვისა და გამორთვის მომენტებში, განსაზღვრავს შეყვანის კონდენსატორების დატენვის დროს. ნახატები 2a და 2b გვიჩვენებს დენის ნაკადის სქემებს ცალკეული რეზისტორების ჩართვისა და გამორთვის ხაზების გამოყენებისას R G(on) /R G(გამორთვა), კარიბჭის დენის ფორმა I G როდესაც გამოიყენება საკონტროლო პულსი V GE ნაჩვენებია სურათზე 2c.

R G(on)/R G(off) მნიშვნელობების შემცირებით, დატენვის წრის დროის მუდმივი მცირდება და გადართვის დრო t R/t F და დინამიური დანაკარგების დონე E SW შესაბამისად მცირდება. ელექტროენერგიის გაფრქვევის შემცირების დადებითი ეფექტის მიუხედავად, დენის დაშლის სიჩქარის ზრდა იწვევს გადართვის ძაბვის დონის საშიშ მატებას V მაწანწალა, რომელიც გამოწვეულია DC კავშირის დენის ავტობუსების განაწილებული ინდუქციურობის L S არსებობით: V მაწანწალა = L S × di/dt.

ამ ეფექტის ვიზუალური წარმოდგენა მოცემულია ნახატ 3-ში ნაჩვენები დიაგრამებით.

ბრინჯი. 3. გადართვის ზეძაბვის გაზრდა V გადახვევა di/dt გაზრდით

გრაფიკების დაჩრდილული არე, რომელიც არის კოლექტორის დენის I C და V CE ძაბვის პროდუქტი გამორთვის დროს, წარმოადგენს დანაკარგის ენერგიას E გამორთვას.

თუ DC ავტობუსის დიზაინი წარუმატებელია და L S-ის მნიშვნელობა დიდია, ძაბვის მატებამ V გადამრთველმა შეიძლება დააზიანოს დენის ჩამრთველი. პროცესი განსაკუთრებით საშიში ხდება IGBT გამორთვის რეჟიმში მოკლე ჩართვის დროს (მოკლე ჩართვისას), როცა di/dt მნიშვნელობა მაქსიმალურია. V მაწანწალა დონე შეიძლება შემცირდეს R Goff რეზისტორისთვის უფრო დიდი მნიშვნელობის არჩევით (15 ohms ნაცვლად 10 ohms, როგორც ნაჩვენებია სურათზე). ამიტომ ზოგიერთი IGBT დრაივერი (მაგალითად, SKYPER 32PRO) ახორციელებს რბილ გამორთვის რეჟიმს SSD-ებისთვის (Soft Shut Down), რომელშიც IGBT იკეტება დიდი მნიშვნელობის ცალკეული რეზისტორის R G (გამორთული) მეშვეობით. ამის ბუნებრივი ფასი არის ენერგიის დანაკარგების ზრდა, ამიტომ თანამედროვე ტიპის IGBT-ების და სწორი DC ავტობუსის ტოპოლოგიის გამოყენებისას არ არის რეკომენდებული SSD რეჟიმის გამოყენება.

აქვე უნდა აღინიშნოს, რომ გადართვის სიჩქარის გაზრდა, რაც იწვევს di/dt და dv/dt-ის მატებამდე, ასევე ზრდის კონვერტორის მიერ გამოსხივებულ ელექტრომაგნიტური ჩარევის დონეს (EMI). ცხრილი 1 გვიჩვენებს, თუ როგორ მოქმედებს კარიბჭის რეზისტორის მნიშვნელობის შეცვლა IGBT– ის ძირითადი დინამიური მახასიათებლების შესახებ.

ცხრილი 1. კარიბჭის რეზისტორის ეფექტი IGBT დინამიური თვისებების შესახებ

დინამიური მახასიათებლები	RG-	RG¯
ჩართვის დრო, t ჩართვა	←	↓
გამორთვის დრო, გამორთვა	←	↓
ჩართვის ენერგია, E ჩართვა	←	↓
გამორთვის ენერგია, E გამორთვა	←	↓
პიკური შემოსვლის დენი (IGBT)	↓	←
პიკური გამორთვის დენი (დიოდი)	↓	←
ძაბვის ცვლილების სიჩქარე, dv/dt	↓	←
დენის ცვლილების სიჩქარე, di/dt	↓	←
გადართვის ზეძაბვის დონე, V მაწანწალა	↓	←
ელექტრომაგნიტური ჩარევის (EMI) დონე	↓	←

Semikron- მა ცოტა ხნის წინ წამოიწყო მეოთხე თაობის მოდულები, რომლებიც დაფუძნებულია IGBT თხრილის 4 კრისტალებზე და Fast Cal 4 დიოდებზე. ახალი მოდულების ერთ-ერთი მთავარი უპირატესობაა დენის di/dt ცვლილების სიჩქარე შემცირებული თითქმის 30%-ით დაბალი (დაახლოებით 20%) დანაკარგის ენერგიის მნიშვნელობით. ამის წყალობით, ახალი გასაღებების გამოყენება საშუალებას იძლევა არა მხოლოდ გაზარდოს კონვერტაციის ეფექტურობა, არამედ გააუმჯობესოს ელექტრომაგნიტური თავსებადობა და შეამციროს ავარიის რისკი საგანგებო სიტუაციებში.

Boxed IGBT დიოდის დინამიური მახასიათებლები ასევე დამოკიდებულია კარიბჭის რეზისტორის მნიშვნელობაზე და დიდწილად განსაზღვრავს მის მინიმალურ მნიშვნელობას. ტრანზისტორის ჩართვის სიჩქარე არ უნდა აღემატებოდეს დიოდის საპირისპირო აღდგენის სიჩქარეს: R G-ის მნიშვნელობის შემცირება და diC/dt-ის შესაბამისი მატება იწვევს არა მხოლოდ ზედმეტი ძაბვის დონის ზრდას, როდესაც IGBT გამორთულია. , არამედ ქმნის დინამიურ სტრესს დიოდისთვის.

თავის მოდულებში SEMIKRON იყენებს სწრაფ დიოდებს, რომლებიც წარმოებულია საკუთარი CAL (Controlled Axial Lifetime) ტექნოლოგიით, რაც საშუალებას გაძლევთ შეცვალოთ მატარებლების სიცოცხლის ხანგრძლივობა. მათი მთავარი განსხვავებაა გლუვი DIRR/DT საპირისპირო აღდგენის მახასიათებელი და დინამიური მახასიათებლები, რომლებიც ოპტიმალურად შეესაბამება IGBT- ს. ეს ხელს უწყობს დინამიური დანაკარგების და EMI დონის შემცირებას, ასევე შემცირებას გამორთულობის დროს overtvoltages.

კარიბჭის რეზისტორების შერჩევა

როგორც წესი, დრაივერების გამომავალი სტადია აგებულია ბიძგ-გაყვანის სქემის მიხედვით გაყოფილი გამომავალით, როგორც ნაჩვენებია სურათზე 1. ორივე MOSFET ტრანზისტორის შეყვანა კონტროლდება ერთი ლოგიკური სიგნალით: როდესაც ის მაღალია, N. –ჩანელის შეცვლა იხსნება და როდესაც დონე დაბალია, იხსნება p- არხის შეცვლა. გაყოფილი გამოსავლის გამოყენება საშუალებას გაძლევთ შექმნათ ასიმეტრიული კონტროლის ძაბვა V GE და დამოუკიდებლად აირჩიოთ რეზისტორების R G მნიშვნელობები ჩართვისა და გამორთვის რეჟიმებისთვის.

კარიბჭის კონტროლის მიკროსქემის ოპტიმიზაცია გულისხმობს R G(on) / R G(off) რეიტინგების არჩევას (V GE მოცემული მნიშვნელობით), რაც უზრუნველყოფს დინამიური დანაკარგების მინიმალურ დონეს, გადართვის დროს საშიში რხევების არარსებობას, ბოქსის დაბალი საპირისპირო აღდგენის დენს. დიოდური და გადართვის გადართვის დაბალი დონე. ოპტიმალური ძებნა გართულებულია იმით, რომ ზოგიერთი მითითებული პარამეტრი ერთმანეთთან ეწინააღმდეგება (იხ. ცხრილი 1).

როგორც წესი, მცირე ზომის კარიბჭის რეზისტორი საჭიროა უფრო დიდი IGBT- ის მართვისთვის და პირიქით. ამავდროულად, ტექნიკურ მახასიათებლებში მითითებულ R G-ის მნიშვნელობა (R Gref) ყოველთვის არ იძლევა ზემოაღნიშნული თვისებების საუკეთესო ბალანსს. ყველაზე კონკრეტული პროგრამების ოპტიმალური რეზისტორული მნიშვნელობა არის დიაპაზონში R Gref ... 2 × r GREF. როგორც წესი, R Gref-ის მნიშვნელობა ასევე არის მინიმალური რეკომენდებული მნიშვნელობა, რაც უზრუნველყოფს IGBT-ის (ICM) მაქსიმალური დასაშვები პულსის დენის უსაფრთხო გამორთვას. შეგახსენებთ, რომ უსაფრთხო საოპერაციო ზონა (OSA ან SOA) ნორმალიზებულია ICM-სთვის ან ორჯერ აღემატება კოლექტორის ნომინალურ დენს ICM = 2 × I C.

უმეტეს პრაქტიკულ სქემებში, ეს არის წინააღმდეგობა 2 × R Gref, რომელიც უზრუნველყოფს აუცილებელ ბალანსს და ამით იწყება დინამიური მახასიათებლების ოპტიმიზაციის პროცესი. კარიბჭის რეზისტორის მნიშვნელობის შემცირება შესაძლებელია მხოლოდ მანამ, სანამ მზარდი დენის გადართვის სიჩქარე di/dt არ გამოიწვევს საშიში გადაძაბვის წარმოქმნას. ასევე უნდა გვახსოვდეს, რომ კარიბჭის წამყვანი მიკროსქემის წინაღობის შემცირება იწვევს დრაივერის მიმდინარე დატვირთვის ზრდას და ენერგიის გაფრქვევის ზრდას.

R G-ის სწორი არჩევანი დიზაინის დროს უნდა დადასტურდეს მზა სტრუქტურის ტესტებით, მათ შორის თერმული პირობების ანალიზით და V მაწანწალა მნიშვნელობის გაზომვით ყველა სამუშაო პირობებში მოკლე ჩართვამდე. ეს არის ზუსტად ის მეთოდოლოგია, რომელსაც იყენებს SEMIKRON დიზაინის ცენტრი საფრანგეთში, რომელმაც 35 წლის განმავლობაში შეიმუშავა 12000-ზე მეტი პროექტი სხვადასხვა მოწყობილობებისთვის, რომელთა სიმძლავრე მერყეობს ათობით კვტ-დან მეგავატამდე ერთეულებამდე.

კარიბჭის წინაღობის შერჩევისას გასათვალისწინებელია, რომ დამუხტვის/გამონადენის დენების დინების დროს მასზე შეიძლება დიდი სიმძლავრის გაფანტვა. რეკომენდებულია რეზისტორების შერჩევა, რომლებსაც აქვთ დაბალი ტემპერატურის კოეფიციენტი TCR და მნიშვნელობების დიაპაზონი არაუმეტეს 1%. უმეტეს შემთხვევაში კარგი გამოსავალია გარკვეული რაოდენობის SMD რეზისტორების (MELF, MINI-MELF) პარალელური კავშირის გამოყენება. ეს უზრუნველყოფს პულსის გადატვირთვის მაღალ წინააღმდეგობას, სითბოს კარგ განაწილებას და მიკროსქემის უგრძნობლობას ერთ-ერთი წინააღმდეგობის გაუმართაობის მიმართ.

R G-ის არჩევისას შეცდომამ შეიძლება გამოიწვიოს უკიდურესად არასასურველი შედეგები და აუცილებელია კარიბჭის კონტროლის მიკროსქემის გავლენის ანალიზი გადამყვანის ყველა სამუშაო რეჟიმზე. მაგალითად, R G რეიტინგის გაზრდა, რაც შესაძლებელს ხდის გადართვის ემისიების დონის შემცირებას, აუცილებლად გამოიწვევს დინამიური დანაკარგების ზრდას და დენის ჩამრთველის გადახურებას. დაუსაბუთებლად დიდი კარიბჭის რეზისტორის გამოყენების შესაძლო შედეგი შეიძლება იყოს IGBT-ის ხაზოვან რეჟიმში გადასვლა და კარიბჭის წრეში რხევების გამოჩენა. თავის მხრივ, როგორც უკვე აღვნიშნეთ, ძალიან მცირე R G-ის გამოყენების შედეგი არის გადართვის დროს ძაბვის მატება და EMI დონის მატება.

დიზაინერმა უნდა იცოდეს, რომ კარიბჭის ამძრავი მიკროსქემის ოპტიმიზაცია ვერ ანაზღაურებს უარყოფითი ეფექტებს, რომელიც გამოწვეულია ცუდი DC ავტობუსის დიზაინით, რომელიც არ იძლევა განაწილებული ინდუქციური L S-ის დაბალ მნიშვნელობას. ამ შემთხვევაში, გადართვის ძაბვის დონე შეიძლება საშიში იყოს ნომინალურ სამუშაო პირობებშიც კი, ამიტომ L S-ის მნიშვნელობის მინიმიზაცია არის პირველი და მთავარი ამოცანა DC კავშირის შემუშავებისთვის. მხოლოდ ამ პრობლემის მოგვარების შემთხვევაში შეგვიძლია ვიფიქროთ R G-ის ოპტიმიზაციაზე და SSD-ის რბილი გამორთვის რეჟიმის გამოყენების მიზანშეწონილობაზე.

ამჟამად MOSFET და IGBT ტრანზისტორები ძირითადად გამოიყენება მაღალი და საშუალო სიმძლავრის დენის გადამრთველებად. თუ ამ ტრანზისტორებს განვიხილავთ, როგორც დატვირთვას მათი მართვის სქემისთვის, მაშინ ისინი წარმოადგენენ ათასობით პიკოფარადის სიმძლავრის კონდენსატორებს. ტრანზისტორის გასახსნელად, ეს სიმძლავრე უნდა დაიტენოს, ხოლო დახურვისას უნდა განიტვირთოს და რაც შეიძლება სწრაფად. ეს უნდა გაკეთდეს არა მხოლოდ ისე, რომ თქვენს ტრანზისტორს ჰქონდეს დრო მაღალი სიხშირეებზე მუშაობისთვის. რაც უფრო მაღალია ტრანზისტორის კარიბჭის ძაბვა, მით უფრო დაბალია არხის წინააღმდეგობა MOSFET-ებისთვის ან უფრო დაბალია კოლექტორ-ემიტერის გაჯერების ძაბვა IGBT ტრანზისტორებისთვის. ტრანზისტორის გახსნის ზღურბლის ძაბვა ჩვეულებრივ არის 2-4 ვოლტი, ხოლო მაქსიმალური, რომლის დროსაც ტრანზისტორი სრულად არის გახსნილი, არის 10-15 ვოლტი. ამიტომ, ძაბვა უნდა იყოს 10-15 ვოლტი. მაგრამ ამ შემთხვევაშიც კი, კარიბჭის ტევადობა დაუყოვნებლივ არ იტენება და გარკვეული პერიოდის განმავლობაში ტრანზისტორი მუშაობს მისი მახასიათებლის არაწრფივ ნაწილში მაღალი არხის წინააღმდეგობით, რაც იწვევს ტრანზისტორზე ძაბვის დიდ ვარდნას და მის გადაჭარბებულ გათბობას. ეს არის მილერის ეფექტის ე.წ.

იმისათვის, რომ კარიბჭის ტევადობა სწრაფად დაიტენოს და ტრანზისტორი გაიხსნას, აუცილებელია, რომ თქვენს საკონტროლო წრეს შეეძლოს რაც შეიძლება მეტი დამუხტვის დენი მიაწოდოს ტრანზისტორის. ტრანზისტორის კარიბჭის ტევადობა შეგიძლიათ გაიგოთ პროდუქტის პასპორტის მონაცემებიდან და გაანგარიშებისას უნდა აიღოთ Cvx = Ciss.

მაგალითად, ავიღოთ MOSFET ტრანზისტორი IRF740. მას აქვს შემდეგი მახასიათებლები, რომლებიც გვაინტერესებს:

გახსნის დრო (ამაღლების დრო - Tr) = 27 (წმ)

დახურვის დრო (შემოდგომის დრო - Tf) = 24 (წმ)

შეყვანის ტევადობა - Ciss = 1400 (pF)

ჩვენ ვიანგარიშებთ ტრანზისტორის მაქსიმალური გახსნის დენს:

ჩვენ განვსაზღვრავთ ტრანზისტორის მაქსიმალურ დახურვის დენს იგივე პრინციპით:

ვინაიდან ჩვენ ჩვეულებრივ ვიყენებთ 12 ვოლტს საკონტროლო მიკროსქემის დასაყენებლად, ჩვენ განვსაზღვრავთ დენის შემზღუდველ რეზისტორს ოჰმის კანონის გამოყენებით.

ანუ რეზისტორი Rg=20 Ohm, სტანდარტული E24 სერიის მიხედვით.

გთხოვთ გაითვალისწინოთ, რომ შეუძლებელია ასეთი ტრანზისტორის კონტროლი უშუალოდ კონტროლერიდან; მე გავაცნობ, რომ მაქსიმალური ძაბვა, რომელიც კონტროლერს შეუძლია უზრუნველყოს, იქნება 5 ვოლტის ფარგლებში, ხოლო მაქსიმალური დენი 50 mA-ში. კონტროლერის გამომავალი გადატვირთული იქნება და ტრანზისტორი გამოავლენს მილერის ეფექტს და თქვენი წრე ძალიან სწრაფად ჩავარდება, რადგან ვინმე, ან კონტროლერი ან ტრანზისტორი, პირველ რიგში გადახურდება.
ამიტომ აუცილებელია სწორი დრაივერის არჩევა.
დრაივერი არის პულსის დენის გამაძლიერებელი და შექმნილია დენის გადამრთველების გასაკონტროლებლად. დრაივერები შეიძლება იყოს ზედა და ქვედა კლავიშები ცალ-ცალკე, ან გაერთიანდეს ერთ კორპუსში ზედა და ქვედა გასაღების დრაივერში, მაგალითად, როგორიცაა IR2110 ან IR2113.
ზემოთ წარმოდგენილი ინფორმაციის საფუძველზე, ჩვენ უნდა ავირჩიოთ დრაივერი, რომელსაც შეუძლია შეინარჩუნოს ტრანზისტორი კარიბჭის დენი Ig = 622 mA.
ამრიგად, ჩვენ გამოვიყენებთ IR2011 დრაივერს, რომელსაც შეუძლია უზრუნველყოს კარიბჭის დენი Ig = 1000 mA.

ასევე აუცილებელია მაქსიმალური დატვირთვის ძაბვის გათვალისწინება, რომელსაც გადამრთველები გადართავენ. ამ შემთხვევაში ის უდრის 200 ვოლტს.
შემდეგი ძალიან მნიშვნელოვანი პარამეტრი არის ჩაკეტვის სიჩქარე. ეს გამორიცხავს დენების გადინებას ქვემოთ მოცემულ ფიგურაში ნაჩვენები ბიძგების სქემებში, რაც იწვევს დანაკარგებს და გადახურებას.

თუ ყურადღებით წაიკითხავთ სტატიის დასაწყისში, მაშინ ტრანზისტორის პასპორტის მონაცემების მიხედვით ხედავთ, რომ დახურვის დრო უნდა იყოს ნაკლები გახსნის დროზე და, შესაბამისად, გამორთვის დენი უნდა იყოს უფრო მაღალი ვიდრე გახსნის დენი. >ირ. შესაძლებელია უფრო დიდი დახურვის დენის მიწოდება Rg წინააღმდეგობის შემცირებით, მაგრამ შემდეგ გახსნის დენიც გაიზრდება, ეს გავლენას მოახდენს გამორთვისას გადართვის ძაბვის დენის სიდიდეზე, რაც დამოკიდებულია დენის დაშლის სიჩქარეზე di/dt. ამ თვალსაზრისით, გადართვის სიჩქარის ზრდა დიდწილად უარყოფითი ფაქტორია, რომელიც ამცირებს მოწყობილობის საიმედოობას.

ამ შემთხვევაში, ჩვენ გამოვიყენებთ ნახევარგამტარების შესანიშნავი თვისებით, რომ გადავიტანოთ დენი ერთი მიმართულებით და დავაყენოთ დიოდი კარიბჭის წრეში, რომელიც გაივლის ტრანზისტორის გამორთვის დენს If.

ამგვარად, კარიბჭის დენი Ir გაივლის რეზისტორი R1-ში, ხოლო კარიბჭის დენი I-ის დიოდის VD1-ში, და ვინაიდან დიოდის p–n შეერთების წინაღობა ბევრად ნაკლებია რეზისტორ R1-ის წინააღმდეგობაზე, მაშინ If>Ir. . იმის უზრუნველსაყოფად, რომ გამორთვის დენი არ აღემატებოდეს მის მნიშვნელობას, დიოდს სერიულად ვუკავშირებთ რეზისტორს, რომლის წინაღობა განისაზღვრება დიოდის წინააღმდეგობის ღია მდგომარეობაში უგულებელყოფით.

ავიღოთ უახლოესი პატარა სტანდარტული სერიიდან E24 R2=16 Ohm.

ახლა ვნახოთ, რას ნიშნავს ზედა გასაღების დრაივერის და ქვედა გასაღების დრაივერის სახელი.
ცნობილია, რომ MOSFET და IGBT ტრანზისტორებს აკონტროლებენ ძაბვა, კერძოდ კარიბჭე-წყაროს ძაბვა (Gate-Source) Ugs.
რა არის ზედა და ქვედა გასაღებები? ქვემოთ მოყვანილი სურათი გვიჩვენებს ნახევრად ხიდის დიაგრამას. ეს წრე შეიცავს ზედა და ქვედა კლავიშებს, VT1 და VT2, შესაბამისად. ზედა გადამრთველი VT1 უკავშირდება დრენაჟით დადებით მიწოდებას Vcc, ხოლო წყაროს მიერ დატვირთვას და უნდა გაიხსნას წყაროსთან მიმართებით გამოყენებული ძაბვით. ქვედა გასაღები, დრენაჟი დაკავშირებულია დატვირთვასთან, ხოლო წყარო დაკავშირებულია ელექტრომომარაგების ნეგატივთან (დამიწება) და უნდა გაიხსნას მიწასთან მიმართებაში გამოყენებული ძაბვით.

და თუ ყველაფერი ძალიან ნათელია ქვედა კლავიშით, მიმართეთ მასზე 12 ვოლტი - ის იხსნება, გამოიყენეთ 0 ვოლტი - ის იხურება, შემდეგ ზედა გასაღებისთვის გჭირდებათ სპეციალური წრე, რომელიც გახსნის მას წყაროზე ძაბვის მიმართ. ტრანზისტორის. ეს სქემა უკვე დანერგილია დრაივერის შიგნით. ყველაფერი რაც ჩვენ გვჭირდება არის დრაივერს დავამატოთ გამაძლიერებელი ტევადობა C2, რომელიც დაიტენება დრაივერის მიწოდების ძაბვით, მაგრამ ტრანზისტორის წყაროსთან შედარებით, როგორც ნაჩვენებია ქვემოთ მოცემულ სურათზე. სწორედ ამ ძაბვით განიბლოკება ზედა გასაღები.

ეს წრე საკმაოდ შრომატევადია, მაგრამ გამაძლიერებელი ტევადობის გამოყენება საშუალებას აძლევს მას იმუშაოს ვიწრო დიაპაზონში. ეს ტევადობა დამუხტულია, როდესაც ქვედა ტრანზისტორი ღიაა და არ შეიძლება იყოს ძალიან დიდი, თუ წრე უნდა მუშაობდეს მაღალ სიხშირეებზე და ასევე არ შეიძლება იყოს ძალიან მცირე დაბალ სიხშირეებზე მუშაობისას. ანუ, ამ დიზაინით, ზედა გადამრთველის განუსაზღვრელი ვადით ღიად ვერ შევინარჩუნებთ, ის დაიხურება C2 კონდენსატორის გამორთვისთანავე, მაგრამ თუ უფრო დიდ სიმძლავრეს გამოვიყენებთ, მას შეიძლება არ ჰქონდეს დრო დატენვისთვის კონდენსატორის მუშაობის შემდეგი პერიოდისთვის. ტრანზისტორი.
ჩვენ ამ პრობლემას არაერთხელ შეგვხვდა და ძალიან ხშირად მოგვიწია ექსპერიმენტი გამაძლიერებლის ტევადობის არჩევისას გადართვის სიხშირის ან მიკროსქემის მუშაობის ალგორითმის შეცვლისას. პრობლემა მოგვარდა დროთა განმავლობაში და ძალიან მარტივად, ყველაზე საიმედო და "თითქმის" იაფი გზით. DMC1500-ის ტექნიკური მითითების შესწავლისას დავინტერესდით P8 კონექტორის დანიშნულებით.

სახელმძღვანელოს გულდასმით წაკითხვის შემდეგ და მთელი დისკის წრედის კარგად გაგების შემდეგ, აღმოჩნდა, რომ ეს არის კონექტორი ცალკე, გალვანურად იზოლირებული ელექტრომომარაგების დასაკავშირებლად. ელექტრომომარაგების მინუსს ვუკავშირებთ ზედა გადამრთველის წყაროს, პლიუსს კი Vb დრაივერის შეყვანას და გამაძლიერებლის ტევადობის დადებით ფეხს. ამრიგად, კონდენსატორი მუდმივად იტენება, რაც შესაძლებელს ხდის ზედა გასაღების ღიად შენარჩუნებას იმდენ ხანს, რამდენიც საჭიროა, მიუხედავად ქვედა გასაღების მდგომარეობისა. სქემის ეს დამატება საშუალებას გაძლევთ განახორციელოთ გასაღების გადართვის ნებისმიერი ალგორითმი.
როგორც დენის წყარო გამაძლიერებლის ტევადობის დასატენად, შეგიძლიათ გამოიყენოთ ჩვეულებრივი ტრანსფორმატორი გამსწორებელი და ფილტრით, ან DC-DC გადამყვანი.

გამოქვეყნებულია 15/05/2014

დენის განყოფილების დიზაინი ჩვეულებრივ იწყება გასაღებების არჩევით. ამისათვის ყველაზე შესაფერისი საველე ეფექტის ტრანზისტორები არიან MOSFETS. ელექტროენერგიის ტრანზისტორების არჩევანი მზადდება ძრავის მიწოდების ქსელის მაქსიმალური შესაძლო დენის და ძაბვის მონაცემების საფუძველზე.

დენის ტრანზისტორების შერჩევა

ტრანზისტორებმა უნდა გაუძლოს ოპერაციული დენის გარკვეული ზღვარით. აქედან გამომდინარე, საველე ეფექტის ტრანზისტორები, რომელთა ოპერაციული დენი 1.2-2 ჯერ შეარჩია მაქსიმალური საავტომობილო დენი. საველე ეფექტის ტრანზისტორების მახასიათებლებმა შეიძლება მიუთითებდეს რამდენიმე მიმდინარე მნიშვნელობა სხვადასხვა რეჟიმებისთვის. ზოგჯერ ისინი მიუთითებენ დენზე, რომელსაც კრისტალი გაუძლებს ID (Silicon Limited)(ეს უფრო დიდია) და დენი შემოიფარგლება ტრანზისტორი სხეულის შესაძლებლობებით ID (პაკეტი შეზღუდულია)(ეს უფრო პატარაა). Მაგალითად:

გარდა ამისა, ჩნდება პულსის რეჟიმისთვის დენი ( პულსირებული გადინების დენი), რაც მნიშვნელოვნად აღემატება (რამდენჯერმე) მაქსიმალურ პირდაპირ დენს.

აუცილებელია შეარჩიოთ ტრანზისტორები პირდაპირი დენისთვის და ყურადღება არ მიაქციოთ პულსის რეჟიმისთვის მითითებულ პარამეტრებს. ტრანზისტორის არჩევისას მხედველობაში მიიღება მხოლოდ DC დენის მნიშვნელობა. ამ შემთხვევაში - 195A.

თუ შეუძლებელია ტრანზისტორის არჩევა საჭირო სამუშაო დენით, რამდენიმე ტრანზისტორი დაკავშირებულია პარალელურად.

ამ შემთხვევაში, დარწმუნდით, რომ გამოიყენეთ დიაგრამაში მითითებული რეზისტორები. მათი ნომინალური მნიშვნელობა არის Ohms-ის ერთეული, მაგრამ მათი წყალობით, პარალელურად დაკავშირებული ტრანზისტორები ერთდროულად იხსნება. თუ ეს რეზისტორები არ არის დაინსტალირებული, შეიძლება შეიქმნას სიტუაცია, როდესაც იხსნება ერთ-ერთი ტრანზისტორი, მაგრამ დანარჩენი ჯერ არა. ამ მოკლე დროში მთელი სიმძლავრე მოდის ერთ ტრანზისტორზე და გამორთავს მას. ამ რეზისტორების მნიშვნელობის განსაზღვრა განიხილება ქვემოთ. პარალელურად დაკავშირებულ ორ ტრანზისტორის შეუძლია გაუძლოს ორჯერ დენს. 3-3-ჯერ მეტი. მაგრამ თქვენ არ უნდა ბოროტად გამოიყენოთ ეს და ააწყოთ კონცენტრატორები დიდი რაოდენობით მცირე ტრანზისტორიდან.

საველე ეფექტის ტრანზისტორების შერჩევა ძაბვის მიხედვით ასევე ხორციელდება მინიმუმ 1.3-ჯერ. ეს კეთდება იმისათვის, რომ თავიდან იქნას აცილებული ტრანზისტორების უკმარისობა გადართვის დროს ძაბვის მომატების გამო.

ზემოაღნიშნული პარამეტრების გარდა, უნდა გკითხოთ ტრანზისტორის მუშაობის მაქსიმალური ტემპერატურა და გაუძლებს თუ არა ის საჭირო დენს ამ ტემპერატურაზე. ერთ-ერთი ყველაზე მნიშვნელოვანი მახასიათებელია ღია ტრანზისტორის წინააღმდეგობა. მისი მნიშვნელობები შეიძლება მიაღწიოს რამდენიმე მილიოჰმს. ერთი შეხედვით ის ძალიან მცირეა, მაგრამ მაღალი დინების დროს მასზე წარმოიქმნება მნიშვნელოვანი რაოდენობით სითბო, რომელიც უნდა მოიხსნას. სიმძლავრე, რომელიც გაცხელებს ტრანზისტორს ღია მდგომარეობაში, გამოითვლება ფორმულით:

P=Rds*Id^2

სად:
Rds- ღია ტრანზისტორი წინააღმდეგობა;
IDs- დენი, რომელიც გადის ტრანზისტორში.

ისე, ეს ტრანზისტორია irfp4468pbfთუ მითითება არის 2.6 mOhm, მაშინ 195 A-ს გადაცემის საათში გამოჩნდება 98.865 ვატი სითბო. სამფაზიანი ხიდის სქემების შემთხვევაში, მხოლოდ ორი ღილაკია ღია ნებისმიერ დროს. ასე რომ, ორ დახურულ ტრანზისტორზე, იგივე რაოდენობის სითბო გამოჩნდება (თითოეული 98,865 W, საერთო ჯამში - 197,73 W). ყველა სუნი არ მუშაობს მთელი საათის განმავლობაში, მაგრამ ცოტა ხნის შემდეგ - წყვილებში, შემდეგ კანის წყვილი გასაღებები მუშაობს საათის 1/3. სწორია იმის თქმა, რომ ყველა კლავიშზე სითბო იქნება 197,73 W, ხოლო კლავიშების კანზე (98,865 / 3 = 32,955 W). ეს არის ტრანზისტორების უწყვეტი გაგრილების უზრუნველსაყოფად.

ასე რომ, თუ ტრანზისტორი irfp4468pbfაქვს წინააღმდეგობა 2,6 mOhm, შემდეგ 195 A დენის დროს გამოიმუშავებს 98,865 ვატ სითბოს. სამფაზიანი ხიდის მიკროსქემის შემთხვევაში, ნებისმიერ დროს ღიაა მხოლოდ ორი გადამრთველი. ანუ, ორი ღია ტრანზისტორი გამოიმუშავებს იგივე რაოდენობის სითბოს (თითოეული 98,865 W, სულ 197,73 W). მაგრამ ისინი მუდმივად არ მუშაობენ, მაგრამ თავის მხრივ - წყვილებში, ანუ თითოეული წყვილი გასაღები მუშაობს დროის 1/3. ასე რომ, სწორია იმის თქმა, რომ ზოგადად, 197,73 W სითბო წარმოიქმნება ყველა კლავიშზე და თითოეულ კლავიშზე (98,865 / 3 = 32,955 W). უზრუნველყოფილი უნდა იყოს ტრანზისტორების სათანადო გაგრილება.

მაგრამ არის ერთი "მაგრამ"

ჩვენ დაახლოებით გამოვთვალეთ სითბოს დანაკარგები, რომლებიც ხდება იმ პერიოდში, როდესაც გასაღებები სრულად არის გახსნილი. თუმცა, არ უნდა დაგვავიწყდეს, რომ გასაღებები ხასიათდება ისეთი ფენომენებით, როგორიცაა გარდამავალი პროცესები. გადართვის მომენტში, როდესაც შეცვლის წინააღმდეგობა იცვლება პრაქტიკულად ნულიდან თითქმის უსასრულობამდე და პირიქით, ყველაზე დიდი სითბოს წარმოება ხდება, რაც მნიშვნელოვნად აღემატება იმ ზარალს, რომელიც ხდება ღია კონცენტრატორებით.

ნათელია, რომ ჩვენ შეგვიძლია ჩავტვირთოთ 0.55 Ohm. ცოცხალი ძაბვა არის 100 ვ. როდესაც კონცენტრატორები ღიაა, გამომავალი ძაბვა არის 100/0.55 = 181 A. ტრანზისტორი გამორთულია და მიმდინარე მომენტში მისი კონტაქტი ეცემა 1 ohm. ერთი საათის შემდეგ დინების სიჩქარეა 100/(1+0.55)=64.5A გახსოვთ სითბური სტრესის გამოთვლის ფორმულა? გამოდის, რომ ეს არის სითბოს მოხმარების ძალიან მოკლე საათი ტრანზისტორზე (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 W. რაც მნიშვნელოვნად დაბალია გასაღების განბლოკვისას. თუ ტრანზისტორი მიაღწევს 100 ომს, ის მოიხმარს 99,45 ვტ. თუ ტრანზისტორი იზრდება 1 KOhm-მდე, მოხმარება იქნება 9.98 W. თუ ტრანზისტორი იზრდება 10 KOhm-მდე, მოხმარება იქნება 0.99 W.

წარმოვიდგინოთ, რომ ჩვენ გვაქვს დატვირთვა 0.55 Ohm. მიწოდების ძაბვა 100 ვ. კონცენტრატორების სრულად გახსნით ვიღებთ დენს 100 / 0.55 = 181 ა. ტრანზისტორი იხურება და რაღაც მომენტში მისი წინააღმდეგობა აღწევს 1 Ohm-ს. ამ დროს მასში გადის დენი 100 / (1 + 0.55) = 64.5A. გახსოვთ ფორმულა, რომლითაც თერმული სიმძლავრე გამოითვლება? გამოდის, რომ ამ ძალიან მოკლე მომენტში ტრანზისტორზე სითბოს დაკარგვა არის (1 + 0.55) * (64.5 ^ 2) = 6448 W. რაც გაცილებით მეტია ვიდრე საჯარო გასაღებით. როდესაც ტრანზისტორის წინააღმდეგობა იზრდება 100 Ohms-მდე, დანაკარგი იქნება 99,45 W. როდესაც ტრანზისტორის წინააღმდეგობა იზრდება 1 kOhm-მდე, დანაკარგი იქნება 9,98 W. როდესაც ტრანზისტორის წინააღმდეგობა იზრდება 10 kOhm-მდე, დანაკარგი იქნება 0.99 W.

თუ თქვენ შექმნით ძალიან ძლიერ გაგრილების სისტემას, ტრანზისტორში წარმოიქმნება უფრო მეტი სითბო, ვიდრე მას შეუძლია ფიზიკურად ამოიღოს საკუთარი თავისგან (იხ. მაქსიმალური დენის გაფრქვევა), დაიწვება.

ასე რომ, ძნელი არ არის იმის გაგება, რომ რაც უფრო სწრაფად იცვლება კლავიშები, მით ნაკლებია სითბოს დაკარგვა და დაბალია კლავიშების ტემპერატურა.

გადამრთველების გადართვის სიჩქარეზე გავლენას ახდენს: საველე ეფექტის ტრანზისტორის კარიბჭის ტევადობა, კარიბჭის წრეში რეზისტორის მნიშვნელობა და გადამრთველის დრაივერის სიმძლავრე. რამდენად ეფექტურად იმუშავებს გასაღებები, დამოკიდებულია ამ ელემენტების სწორ არჩევანზე.

ზოგჯერ ადამიანებს სჯერათ, რომ მათ შეუძლიათ გაზარდონ რეგულატორის სიმძლავრე მხოლოდ კლავიშების უფრო მძლავრებზე შეცვლით. ეს მთლად სიმართლეს არ შეესაბამება. უფრო მძლავრ ტრანზისტორებს აქვთ უფრო დიდი კარიბჭის ტევადობა და ეს ზრდის ტრანზისტორის გახსნის დროს, რაც გავლენას ახდენს მათ ტემპერატურაზე. ეს იშვიათად ხდება, მაგრამ მე მქონია შემთხვევა, როდესაც უბრალოდ ტრანზისტორების უფრო მძლავრი ჩანაცვლებით გაიზარდა მათი ტემპერატურა იმის გამო, რომ მათი გადართვის დრო გაიზარდა. ასე რომ, უფრო მძლავრი ტრანზისტორები საჭიროებენ უფრო მძლავრ დრაივერებს.

MOSFET გასაღების დრაივერები

რა არის საკვანძო დრაივერი და რატომ არის საჭირო? რატომ გვჭირდება მძღოლები საერთოდ? თქვენ შეგიძლიათ ჩართოთ საველე ეფექტის ტრანზისტორები, როგორც ეს ნაჩვენებია დიაგრამაში:

დიახ, ამ შემთხვევაში ბიპოლარული ტრანზისტორები მოქმედებენ როგორც დრაივერები. ესეც მისაღებია. ასევე არსებობს სქემები, სადაც ტრანზისტორები P-არხით გამოიყენება ზედა გადამრთველად, ხოლო N-არხით, როგორც ქვედა. ანუ გამოიყენება ორი ტიპის ტრანზისტორი, რაც ყოველთვის არ არის მოსახერხებელი. გარდა ამისა, მაღალი სიმძლავრის P-არხის ტრანზისტორების პოვნა თითქმის შეუძლებელია. როგორც წესი, ტრანზისტორების ეს კომბინაცია სხვადასხვა არხებით გამოიყენება დაბალი სიმძლავრის კონტროლერებში მიკროსქემის გასამარტივებლად.

ბევრად უფრო მოსახერხებელია იმავე ტიპის ტრანზისტორების გამოყენება, როგორც წესი, მხოლოდ N-არხიანი, მაგრამ ეს მოითხოვს ხიდის ზედა ტრანზისტორების კონტროლის ზოგიერთ მოთხოვნას. ტრანზისტორების კარიბჭის ძაბვა უნდა იყოს გამოყენებული მათი წყაროების მიმართ (წყარო). ქვედა ჩამრთველის შემთხვევაში კითხვები არ ჩნდება, მისი ბრუნი (Source) უკავშირდება მიწას და შეგვიძლია უსაფრთხოდ მივმართოთ ძაბვა ქვედა ტრანზისტორის ჭიშკარზე მიწასთან შედარებით. ზედა ტრანზისტორის შემთხვევაში, ყველაფერი გარკვეულწილად უფრო რთულია, რადგან მის წყაროზე (წყაროზე) ძაბვა იცვლება მიწასთან შედარებით.

განმარტავს. წარმოვიდგინოთ, რომ ზედა ტრანზისტორი ღიაა და მასში დენი გადის. ამ მდგომარეობაში, საკმაოდ მცირე ძაბვა ეშვება ტრანზისტორი და შეიძლება ითქვას, რომ ზედა ტრანზისტორის წყაროს წყაროზე ძაბვა თითქმის ტოლია ძრავის მიწოდების ძაბვასთან. სხვათა შორის, იმისათვის, რომ ზედა ტრანზისტორი გახსნათ, თქვენ უნდა გამოიყენოთ ძაბვა მის კარიბჭეზე, მის წყაროზე ძაბვა (წყარო) უფრო მაღალია, ანუ ძრავის მიწოდების ძაბვა უფრო მაღალია.

თუ ზედა ტრანზისტორი დახურულია და ქვედა ღიაა, მაშინ ზედა ტრანზისტორის წყაროზე (წყაროსთან) ძაბვა თითქმის ნულს აღწევს.

ზედა შეცვლის დრაივერი ამარაგებს ველის ეფექტის ტრანზისტორის კარიბჭეს საჭირო ძაბვასთან შედარებით მის წყაროებთან (წყარო) და უზრუნველყოფს ძრავის წარმოქმნას, ვიდრე ძრავის მიწოდების ძაბვა, რომ გააკონტროლოს ტრანზისტორი. ამას აკეთებენ და არა მხოლოდ ეს, MOSFET გადამრთველის დრაივერები.

მძღოლის არჩევანი და მრავალფეროვნება

დრაივერების მრავალფეროვნება საკმაოდ დიდია. ჩვენ დაინტერესებული ვართ დრაივერებით, რომლებსაც აქვთ ორი შეყვანა ზედა და ქვედა კლავიშებისთვის (ზედა და ქვედა კლავიშების დრაივერები). Მაგალითად: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113და ა.შ. ყურადღება უნდა მიაქციოთ პარამეტრს Vgsთქვენი ტრანზისტორები. დრაივერების უმეტესობა განკუთვნილია Vgs=20V. თუ Vgsტრანზისტორები, მაგალითად, დრაივერების გამომავალი ძაბვა უფრო დაბალია Vgsტრანზისტორი = 5 ვ, მაშინ დრაივერები გამომავალი ძაბვით 20 ვ დააზიანებენ ასეთ ტრანზისტორებს.

დრაივერების უმეტესობა იკვებება 10-20 ვ ძაბვით და მხარს უჭერს სხვადასხვა დონის შეყვანის სიგნალებს -3.3V, 5V, 15V.

არსებობს დრაივერები სამფაზიანი ხიდის სქემებისთვის, მაგალითად:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2130, IR2131, IR2132, IR2133, IR2135, IR 2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
ასეთი საკვანძო დრაივერები შეიძლება იყოს ყველაზე შესაფერისი ვარიანტი. გარდა ამისა, ზოგიერთ სამფაზიან დრაივერს აქვს დამატებითი ფუნქცია გადამრთველების დაცვა ზედმეტი დენისგან და ა.შ. საკმაოდ საინტერესო დრაივერების სერია IRS233x(D). იგი უზრუნველყოფს დაცვის ფართო სპექტრს, მათ შორისაა დაცვის დაცვა, მოკლე წრის დაცვა, გადატვირთვის დაცვა, ავტობუსის საყრდენის დაცვა, ელექტროენერგიის დაქვემდებარება და კროსვორდის დაცვა.

დრაივერების ერთ-ერთი ყველაზე მნიშვნელოვანი მაჩვენებელია მაქსიმალური გამომავალი დენი. როგორც წესი, 200 mA-დან 4000 mA-მდე. შეიძლება ჩანდეს, რომ 4 ამპერი ძალიან ბევრია. მაგრამ კალკულატორი წყვეტს ყველაფერს. როგორც ზემოთ აღინიშნა, კლავიშების გადართვის სიჩქარე ძალიან მნიშვნელოვანია. რაც უფრო ძლიერია დრაივერი, მით ნაკლები დრო იხარჯება გასაღებების გადართვაზე. თქვენ შეგიძლიათ უხეშად გამოთვალოთ გასაღების გადართვის დრო ფორმულის გამოყენებით:

ტონა = Qg*(Rh+R+Rg)/U

სად:
ქგ- საველე ეფექტის ტრანზისტორის კარიბჭის სრული დატენვა;
Rh- მძღოლის შიდა წინააღმდეგობა. იგი გამოითვლება როგორც U/Imax, სადაც U არის დრაივერის მიწოდების ძაბვა, Imax არის მაქსიმალური გამომავალი დენი. გაითვალისწინეთ, რომ მაქსიმალური გამომავალი დენი შეიძლება განსხვავდებოდეს ზედა და ქვედა ტრანზისტორისთვის;
რ- რეზისტორის წინააღმდეგობა კარიბჭის წრეში;
რგ- ტრანზისტორის შიდა კარიბჭის წინააღმდეგობა;
უ- მძღოლის მიწოდების ძაბვა.

მაგალითად, თუ ვიყენებთ ტრანზისტორს irfp4468pbfდა მძღოლი IR2101მაქსიმალური დენით 200 mA. და კარიბჭის წრეში არის 20 Ohm რეზისტორი, მაშინ ტრანზისტორის გადართვის დრო არის:

540*(12/0.2 + 20 + 0.8)/12 = 3636 nS

მძღოლის შეცვლა IR2010, მაქსიმალური დენით 3A და რეზისტორით კარიბჭის წრეში 2 ohms, ვიღებთ შემდეგ გადართვის დროს:

540*(12/3+2+0.8)/12 = 306 nS

ანუ ახალი დრაივერით გადართვის დრო 10-ჯერ შემცირდა. ასე რომ, თერმული დანაკარგები ტრანზისტორებზე მნიშვნელოვნად შემცირდება.

რეზისტორების გაანგარიშება კარიბჭის წრეში

მე თვითონ შევიმუშავე შემდეგი წესი: რეზისტორის წინაღობა ველის ეფექტის ტრანზისტორის კარიბჭის წრეში უნდა იყოს არანაკლებ დრაივერის შიდა წინააღმდეგობაზე გაყოფილი 3-ზე. მაგალითად, დრაივერი IR2101იკვებება ძაბვით 12 ვ, მაქსიმალური დენი – 0,25A. მისი შიდა წინააღმდეგობა: 12V / 0.25 = 48Ohm. ამ შემთხვევაში, ველი ეფექტის ტრანზისტორის კარიბჭის წრეში რეზისტორი უნდა იყოს მეტი 48/3 = 16 Ohm. თუ არჩეული რეზისტორებით ტრანზისტორების გადართვის დრო არ არის დამაკმაყოფილებელი, უნდა აირჩიოთ უფრო ძლიერი დრაივერი.

ამ ტექნიკას იდეალურს ვერ ვუწოდებ, მაგრამ ის პრაქტიკაში გამოცდილია. თუ ვინმეს შეუძლია ამ საკითხის გარკვევა, მადლობელი ვიქნები.

ზოგჯერ ტრანზისტორის კარიბჭის წრეს ემატება დიოდი რეზისტორით ან მის გარეშე.

ვინაიდან ხშირ შემთხვევაში დენის ტრანზისტორები მუშაობენ ინდუქციური დატვირთვით, უნდა იქნას გამოყენებული დამცავი დიოდები. თუ ისინი იქ არ არიან, მაშინ, როდესაც ტრანზისტორი გამორთულია გარდამავალი პროცესების გამო, მოხდება გადაჭარბებული ძაბვა ინდუქციებზე (ძრავის გრაგნილები), რაც ხშირ შემთხვევაში არღვევს ტრანზისტორის და გამორთავს მას.

ბევრ დენის ტრანზისტორს უკვე აქვს შიდა დამცავი დიოდები და არ არის საჭირო გარე დიოდების გამოყენება. მაგრამ არ დაგავიწყდეთ ამის შემოწმება ტრანზისტორის დოკუმენტაციაში.

Სიკვდილის დრო

სამფაზიანი ჯაგრისების ძრავის კონტროლერში დენის კონცენტრატორების მდგომარეობის შეცვლა ხორციელდება შემდეგი თანმიმდევრობით:

• გამორთეთ გასაღები, რომელიც უნდა გამორთოთ;
• ველოდებით გარკვეულ დროს (Dead-Time) სანამ ტრანზისტორი დაიხურება (ადრე გამოვთვალეთ ტრანზისტორის გადართვის სავარაუდო დრო) და გადართვის დასრულებასთან დაკავშირებული გარდამავალი პროცესები;
• ჩართეთ გასაღები, რომელიც უნდა ჩართოთ.

ყველა ზედა და ქვედა გადართვის დრაივერს აქვს შეფერხება გამომავალ სიგნალებს შორის, რათა თავიდან აიცილოს ორივე ტრანზისტორი ერთდროულად გახსნა (იხ. :). მაგრამ ეს შეფერხება ძალიან ხანმოკლეა. ზოგიერთი ზედა და ქვედა გასაღების დრაივერი რეალურია Სიკვდილის დრო. მაგრამ ჩვენს შემთხვევაში ეს საერთოდ არ დაგვეხმარება, რადგან თუ გავიხსენებთ, როგორ ხდება კლავიშების გადართვა (იხ.: ), მაშინ დავინახავთ, რომ არასოდეს არის სიტუაცია, როდესაც ერთი მკლავის გასაღებები შეიცვლება მდგომარეობა. ასე რომ, მართეთ Სიკვდილის დროუნდა მიკროკონტროლერი. ერთადერთი გამონაკლისი შეიძლება იყოს, თუ იყენებთ სპეციალურ სამფაზიან დრაივერს, რომელიც აკონტროლებს ექვსივე კლავიშს და აქვს რეალური Სიკვდილის დრო.

მიმდინარე სენსორები

ტრადიციულად, შუნტი გამოიყენება როგორც დენის სენსორი. იცოდეთ მისი წინააღმდეგობა, გაზომეთ ძაბვა მასზე და გამოთვალეთ დენი. მაგრამ ძლიერი სისტემებისთვის, შუნტის გამოყენება ყოველთვის არ არის ტექნიკურად გამართლებული მასზე ძალიან დიდი სითბოს დანაკარგების გამო. ჰოლის ეფექტის დენის სენსორებს აქვთ პრაქტიკულად ნულოვანი წინააღმდეგობა, ამიტომ ისინი არ თბება. გარდა ამისა, როგორც წესი, ასეთი სენსორების ელექტრომომარაგება და გამომავალი სიგნალის დონე 5 ვ დიაპაზონშია, რაც ძალიან მოსახერხებელია მიკროკონტროლერებზე რეგულატორის დასაყენებლად. ამჟამად კომპანიის ამჟამინდელი სენსორები საკმაოდ პოპულარულია Allegro MicroSystemsმაგალითად სერია ACS71X, ACS75X.

მიკროკონტროლერით დენის დონის ჩვეულებრივი გაზომვის გარდა, მიზანშეწონილია შექმნათ ტექნიკის დაცვის წრე კრიტიკული დენის დონის გადაჭარბებისგან. მიკროკონტროლერს გარკვეული დრო სჭირდება მიმდინარე დონის გასაზომად. გარდა ამისა, დენი პერიოდულად იზომება გარკვეული დროის შემდეგ. ასეთმა შეფერხებებმა, ისევე როგორც შესაძლო პროგრამულმა შეცდომებმა, შეიძლება შექმნას სიტუაცია, როდესაც კრიტიკული დენი შეძლებს მოწყობილობის დაზიანებას მომდევნო გაზომვის მოსვლამდე. წრემ უნდა გამორთოს დენის გადამრთველები, როდესაც დენი გადააჭარბებს კრიტიკულ მნიშვნელობას, მიუხედავად მიკროკონტროლერის მუშაობისა. ასეთი მიკროსქემის განსახორციელებლად, ჩვეულებრივ გამოიყენება შედარებითი, რომლის შეყვანა მიეწოდება სიგნალს მიმდინარე სენსორიდან და საცნობარო სიგნალით. როდესაც დასაშვები დენი გადააჭარბებს, შედარებითი ამოქმედდება. შედარებითი გამომავალი გამოიყენება როგორც დისკრეტული სიგნალი ლოგიკურ სქემებში; გადამრთველები გამორთულია საგანგებო სიტუაციებში. ამ განხორციელებას აქვს ყველაზე დაბალი შეყოვნება.

დრაივერი არის დენის გამაძლიერებელი და გამიზნულია კონვერტორის დენის გადამრთველის (ზოგჯერ კლავიშების) უშუალოდ გასაკონტროლებლად. მან უნდა გააძლიეროს საკონტროლო სიგნალი სიმძლავრისა და ძაბვის თვალსაზრისით და, საჭიროების შემთხვევაში, უზრუნველყოს მისი პოტენციური ცვლა.

დრაივერის არჩევისას აუცილებელია მისი გამომავალი პარამეტრების შედარება მძლავრი გადამრთველის (MOSFET ტრანზისტორი, IGBT) შეყვანის პარამეტრებთან.

1. MOS ტრანზისტორები და IGBT ძაბვით კონტროლირებადი მოწყობილობებია, თუმცა შემავალი ძაბვის ოპტიმალურ დონემდე (12-15 ვ) ასამაღლებლად აუცილებელია კარიბჭის წრეში შესაბამისი დატენვის უზრუნველყოფა.

3. დენის აწევის სიჩქარის შეზღუდვისა და დინამიური ხმაურის შესამცირებლად აუცილებელია კარიბჭის წრეში სერიული წინააღმდეგობების გამოყენება.

რთული კონვერტაციის სქემების მართვის დრაივერები შეიცავს დიდი რაოდენობით ელემენტებს, ამიტომ ისინი იწარმოება ინტეგრირებული სქემების სახით. ეს მიკროცირკატები, გარდა ენერგიის გამაძლიერებლებისა, ასევე შეიცავს დონის კონვერტაციის სქემებს, დამხმარე ლოგიკას, "მკვდარი" დროის ფორმირების სქემებს, ისევე როგორც უამრავ დაცვას, მაგალითად, ზედმეტი და მოკლე წრისგან, undervoltage და მრავალი სხვა. . ბევრი კომპანია აწარმოებს დიდ ფუნქციონალურ დიაპაზონს: ქვედა გადამრთველი ხიდის სქემის დრაივერები, ზედა და ქვედა გადამრთველის დრაივერები თითოეული მათგანის დამოუკიდებელი კონტროლით, ნახევარი ხიდის დრაივერები, რომლებსაც ხშირად აქვთ მხოლოდ ერთი საკონტროლო შეყვანა და შეიძლება გამოყენებულ იქნას სიმეტრიულად. კონტროლის კანონი, მძღოლები აკონტროლებენ ყველა ტრანზისტორს ხიდის წრეში.

ტიპიური წრე ზედა და ქვედა კლავიშების დრაივერის დასაკავშირებლად International Rectifier IR2110-დან ჩატვირთვის ელექტრომომარაგების პრინციპით ნაჩვენებია ნახ. 3.1, ა. ორივე გასაღები დამოუკიდებლად კონტროლდება. განსხვავება ამ დრაივერსა და სხვებს შორის არის ის, რომ IR2110-ს აქვს დამატებითი დონის კონვერტაციის წრე როგორც ქვედა, ასევე ზედა არხებში, რაც საშუალებას გაძლევთ გამოყოთ მიკროსქემის ლოგიკის კვების წყარო დრაივერის მიწოდების ძაბვისგან დონის მიხედვით. იგი ასევე შეიცავს დაცვას მძღოლის დაბალი ძაბვის მიწოდებისა და მაღალი ძაბვის "მცურავი" წყაროსგან.

კონდენსატორები C D, C C შექმნილია მაღალი სიხშირის ჩარევის შესაჩერებლად ლოგიკურ და დრაივერის დენის სქემებში, შესაბამისად. მაღალი ძაბვის მცურავი წყარო იქმნება კონდენსატორი C1 და დიოდი VD1 (ჩატვირთვის ელექტრომომარაგება).

დრაივერის გამოსასვლელები დაკავშირებულია დენის ტრანზისტორებთან R G1 და R G2 რეზისტორების გამოყენებით.

ვინაიდან დრაივერი აგებულია საველე ელემენტებზე და კონტროლზე დახარჯული მთლიანი სიმძლავრე უმნიშვნელოა, კონდენსატორი C1 შეიძლება გამოყენებულ იქნას, როგორც დენის წყარო გამომავალი ეტაპისთვის, რომელიც დატენულია U PIT კვების წყაროდან VD1 მაღალი სიხშირის დიოდის მეშვეობით. კონდენსატორი C1 და დიოდი VD1 ერთად ქმნიან მაღალი ძაბვის "მცურავი" კვების წყაროს, რომელიც შექმნილია ხიდის სადგამის ზედა ტრანზისტორი VT1-ის გასაკონტროლებლად. როდესაც ქვედა ტრანზისტორი VT2 ატარებს დენს, ზედა ტრანზისტორი VT1 წყარო უკავშირდება საერთო დენის მავთულს, დიოდი VD1 იხსნება და კონდენსატორი C1 იტენება ძაბვაზე U C1 = U PIT - U VD1. პირიქით, როდესაც ქვედა ტრანზისტორი გადადის დახურულ მდგომარეობაში და ზედა ტრანზისტორი VT1 იწყებს გახსნას (სურათი 3.1), დიოდი VD1 მხარს უჭერს კვების წყაროს საპირისპირო ძაბვას. ამის შედეგად, დრაივერის გამომავალი ეტაპი იწყება ექსკლუზიურად C1 კონდენსატორის გამონადენის დენით. ამრიგად, კონდენსატორი C1 მუდმივად "დადის" მიკროსქემის საერთო მავთულსა და ელექტრომომარაგების მავთულს შორის (პუნქტი 1).

ჩატვირთვის სიმძლავრის მქონე IR2110 დრაივერის გამოყენებისას განსაკუთრებული ყურადღება უნდა მიექცეს მაღალი ძაბვის "მცურავი" წყაროს ელემენტების შერჩევას. დიოდი VD1 უნდა გაუძლოს მაღალ საპირისპირო ძაბვას (დამოკიდებულია მიკროსქემის ელექტრომომარაგებაზე), დასაშვები წინა დენი დაახლოებით 1 A, აღდგენის დრო t rr = 10-100 ns, ანუ იყოს სწრაფი. ლიტერატურაში რეკომენდებულია SF28 დიოდი (600 V, 2 A, 35 ns), ასევე დიოდები UF 4004...UF 4007, UF 5404...UF 5408, HER 105... HER 108, HER 205... მისი 208 და სხვა "ულტრა - სწრაფი" კლასები.

დრაივერის წრე შექმნილია ისე, რომ მაღალი ლოგიკური სიგნალის დონე ნებისმიერ შესასვლელში HIN და LIN შეესაბამება იმავე დონეს მის გამოსავალზე HO და LO (იხ. ნახ. 3.1 b, საერთო რეჟიმის დრაივერი). მაღალი დონის ლოგიკური სიგნალის გამოჩენა SD შეყვანაში იწვევს ხიდის თაროს ტრანზისტორების დაბლოკვას.

მიზანშეწონილია ამ მიკროსქემის გამოყენება ინვერტორული გადამრთველების გასაკონტროლებლად PWM გამომავალი ძაბვის რეგულირებით. უნდა გვახსოვდეს, რომ საკონტროლო სისტემაში აუცილებელია დროის დაყოვნების უზრუნველყოფა („მკვდარი“ დრო), რათა თავიდან იქნას აცილებული დენებისაგან ხიდის თაროს ტრანზისტორების გადართვისას (VT1, VT2 და VT3, VT4, ნახ. 1.1).

ტევადობა C1 არის ჩატვირთვის სიმძლავრე, რომლის მინიმალური მნიშვნელობა შეიძლება გამოითვალოს ფორმულის გამოყენებით:

სად Q 3– მძლავრი გადამრთველის კარიბჭის მუხტის მნიშვნელობა (საცნობარო მნიშვნელობა);

მე pit– დრაივერის მოხმარების დენი სტატიკური რეჟიმში (საცნობარო მნიშვნელობა, ჩვეულებრივ მე pit≈ მე გ ტძლიერი გასაღები);

Q 1– მძღოლის დატენვის ციკლური ცვლილება (500-600 ვოლტიანი დრაივერებისთვის 5 ნკ);

V გვ- დრაივერის წრის მიწოდების ძაბვა;

- ძაბვის ვარდნა ჩატვირთვის დიოდზე VD1;

თ- ძლიერი გასაღებების გადართვის პერიოდი.

ნახ.3.1. ტიპიური მიკროსქემის დიაგრამა IR2110 დრაივერის ჩართვისთვის (a) და მისი სიგნალების დროის დიაგრამები შესასვლელებსა და გამომავალებზე (b)

V DD – მიკროსქემის ლოგიკური კვების წყარო;

V SS – დრაივერის ლოგიკური ნაწილის საერთო წერტილი;

HIN, LIN – ლოგიკური შეყვანის სიგნალები, რომლებიც აკონტროლებენ, შესაბამისად, ზედა და ქვედა ტრანზისტორებს;

SD - ლოგიკური შეყვანა დრაივერის გამორთვისთვის;

V CC – დრაივერის მიწოდების ძაბვა;

COM – V CC კვების ბლოკის უარყოფითი პოლუსი;

HO, LO – მძღოლის გამომავალი სიგნალები, რომლებიც აკონტროლებენ, შესაბამისად, ზედა და ქვედა ტრანზისტორებს;

V B – მაღალი ძაბვის „მცურავი“ წყაროს მიწოდების ძაბვა;

V S არის მაღალი ძაბვის "მცურავი" წყაროს უარყოფითი პოლუსის საერთო წერტილი.

ჩატვირთვის სიმძლავრის შედეგად მიღებული მნიშვნელობა უნდა გაიზარდოს 10-15-ჯერ (ჩვეულებრივ C 0,1-1 μF ფარგლებში). ეს უნდა იყოს მაღალი სიხშირის ტევადობა დაბალი გაჟონვის დენით (იდეალურად ტანტალი).

რეზისტორები RG 1, R G 2 განსაზღვრავენ ძლიერი ტრანზისტორების ჩართვის დროს, ხოლო დიოდები VD G 1 და VD G 2, ამ რეზისტორების გვერდის ავლით, ამცირებს გამორთვის დროს მინიმალურ მნიშვნელობებამდე. რეზისტორებს R1, R2 აქვთ მცირე მნიშვნელობა (0,5 Ohm-მდე) და ათანაბრებენ ომური წინააღმდეგობის გავრცელებას საერთო საკონტროლო ავტობუსის გასწვრივ (აუცილებელია, თუ ძლიერი გადამრთველი არის ნაკლებად ძლიერი ტრანზისტორების პარალელური კავშირი).

მაღალი სიმძლავრის ტრანზისტორებისთვის დრაივერის არჩევისას უნდა გაითვალისწინოთ:

1. ძლიერი ტრანზისტორების კონტროლის კანონი:

სიმეტრიული კანონისთვის შესაფერისია მაღალი და დაბალი გადართვის დრაივერები და ნახევარი ხიდის დრაივერი;

ერთჯერადი კანონი მოითხოვს ზედა და ქვედა გასაღების დრაივერებს თითოეული ძლიერი გასაღების დამოუკიდებელი კონტროლით. ტრანსფორმატორის გალვანური იზოლაციის მქონე დრაივერები არ არის შესაფერისი ასიმეტრიული კანონისთვის.

2. მძლავრი გასაღების პარამეტრები (I to ან I drain).

ჩვეულებრივ გამოიყენება სავარაუდო მიდგომა:

I out dr max =2 A-ს შეუძლია მართოს ძლიერი VT 50 ა-მდე დენით;

I out dr max =3 A – მართეთ მძლავრი VT 150 ა-მდე დენით (წინააღმდეგ შემთხვევაში ჩართვა-გამორთვის დრო მნიშვნელოვნად იზრდება და დენის დანაკარგები გადართვისას), ე.ი. თუ მაღალი ხარისხის ტრანზისტორი არასწორად არის არჩეული, ის კარგავს თავის მთავარ უპირატესობებს.

3. დამატებითი ფუნქციების აღრიცხვა.

კომპანიები აწარმოებენ დრაივერებს მრავალი სერვისის ფუნქციით:

სხვადასხვა ძლიერი გასაღების დაცვა;

მძღოლის დაცვა ძაბვისგან;

ჩაშენებული ჩატვირთვის დიოდებით;

რეგულირებადი და არარეგულირებადი დაყოვნების დრო მძლავრი VT-ის ჩართვისთვის მეორის გამორთვის მომენტთან მიმართებაში (ბრძოლა ნახევრად ხიდში დენებისაგან);

ჩაშენებული გალვანური იზოლაციით ან მის გარეშე. ამ უკანასკნელ შემთხვევაში, გალვანური იზოლაციის მიკროსქემა (ყველაზე ხშირად მაღალი სიხშირის დიოდური ოპტოკუპლერი) უნდა იყოს დაკავშირებული დრაივერის შესასვლელთან;

ფაზაში ან ანტიფაზაში;

დრაივერის კვების წყარო (საჭიროა ჩატვირთვის დენის წყარო ან სამი გალვანურად იზოლირებული კვების წყარო).

თუ რამდენიმე ტიპის დრაივერები ექვივალენტურია, უპირატესობა უნდა მიენიჭოს მათ, ვინც ცვლის მძლავრი ტრანზისტორების კარიბჭის დენს ბიპოლარული VT-ების გამოყენებით. თუ ამ ფუნქციას ასრულებენ საველე ეფექტის ტრანზისტორები, მაშინ შეიძლება იყოს ჩავარდნები მძღოლის მუშაობაში გარკვეულ გარემოებებში (გადატვირთვა) "ჩამკეტის" ტრიგერის ეფექტის გამო.

მძღოლის ტიპის (და მისი მონაცემების) შერჩევის შემდეგ, საჭიროა ზომები ნახევრად ხიდში დენებთან ბრძოლისთვის. სტანდარტული მეთოდია ძლიერი გასაღების მყისიერად გამორთვა და ჩაკეტილის ჩართვა დაგვიანებით. ამ მიზნით გამოიყენება დიოდები VD G 1 და VD G 2, რომლებიც VT-ის დახურვისას გვერდს უვლიან კარიბჭის რეზისტორებს და გამორთვის პროცესი უფრო სწრაფი იქნება ვიდრე განბლოკვა.

გარდა კარიბჭის R G 1 და R G 2 რეზისტორების შუნტირებისა დიოდების გამოყენებით (VD G 1, VD G 2, ნახ. 3.1) ძლიერი კასკადის P წრეში დენებთან ბრძოლის მიზნით, კომპანიები აწარმოებენ ინტეგრირებულ დრაივერებს, რომლებიც ასიმეტრიულია გამომავალი გადართვის დენი VT მე სხვა გარეთ m ah onჩართვა და გამორთვა მე სხვა მ აჰ off(Მაგალითად მე სხვა გარეთ m ah on=2A, მე სხვა მ აჰ off= 3A). ეს ადგენს მიკროსქემის ასიმეტრიულ გამომავალ წინააღმდეგობებს, რომლებიც სერიულად არის დაკავშირებული კარიბჭის რეზისტორებთან R G 1 და R G 2.

სადაც ფორმულების ყველა მნიშვნელობა არის მითითება კონკრეტული დრაივერის შესახებ.

სიმეტრიული (მიმდინარე) დრაივერისთვის, შემდეგი თანასწორობა მართალია:

.

MOSFET ტრანზისტორის სტრუქტურაში სამი ტევადობაა: კარიბჭე-წყაროს ტევადობა (შესვლის ტევადობა), წყარო-დრენაჟის ტევადობა (გამომავალი ტევადობა), კარიბჭე-დრენაჟის ტევადობა (გამტარი IGRT ტრანზისტორისთვის, შესაბამისად, . როდესაც ძაბვა ( 15-20) ჭიშკარზე ვრცელდება V, იწყება შეყვანის სიმძლავრე ექსპონენციალურად დაიტენება და 8-10 ვ ძაბვისას ტრანზისტორში გამოჩნდება დენი... დროის ეს პერიოდი მოცემულია შემობრუნების სახით. -დაყოვნების პარამეტრი (ნახ. 3.2) კარიბჭის წრეში გარკვეულ წინააღმდეგობაზე

როდესაც დრენაჟის დენი გამოჩნდება VT სტრუქტურაში, შეყვანის ტევადობა დაიმუხტება განსხვავებული ექსპონენციალური სიჩქარით, რადგან ამ პროცესზე გავლენას ახდენს გამომავალი სიმძლავრე, მაშინ საბოლოოდ შეყვანის ტევადობა დააგროვებს მუხტს Q (საცნობარო მნიშვნელობა). გამომავალი დენი (ძაბვის შემცირება წყარო-გადინების ელექტროდებზე) ძირითადად დამოკიდებული იქნება წრედში მიმდინარე პროცესებზე, კარიბჭის დენის მნიშვნელოვანი გავლენის გარეშე.

სიმძლავრის განმუხტვის დრო ასევე მოცემულია VT საცნობარო პარამეტრებში დროულად.

როდესაც ტრანზისტორი გამორთულია, ტევადობა ჯერ განმუხტავს მნიშვნელობას (), შემდეგ წყაროს დენი დაიწყებს შემცირებას 0-მდე (). ამრიგად, VT ჩართვისა და გამორთვის შეფერხება დამოკიდებული იქნება კარიბჭის წრეში რეზისტორის მნიშვნელობაზე, ხოლო დრაივერის გამოყენებით, კარიბჭის წრეში მთლიან წინააღმდეგობას ექნება ორი კომპონენტი: (დაბალანსებული დრაივერით და ) - const და დამატებითი კარიბჭის რეზისტორი, რომელიც შეიძლება შეიცვალოს კორექტირების შეფერხებისთვის ნახაზზე 3.2 წარმოდგენილია ზემოაღნიშნული არგუმენტები გამარტივებული გრაფიკების სახით.

ბრინჯი. 3.2. დროის დიაგრამები: (ა) - როდესაც VT ჩართულია; (ბ) - როდესაც VT გამორთულია.

საცნობარო მონაცემები არ იძლევა ტრანზისტორის შემავალი და გამომავალი ტევადობის პარამეტრებს, მაგრამ მათემატიკიდან ცნობილია, რომ ექსპონენციის საწყისი ნაწილი (0,7-მდე) მიახლოებულია სწორი ხაზით, რომლის დახრილობის კუთხე არის RC-ის პირდაპირპროპორციული, რომელიც იძლევა შეფასების გამოთვლების საშუალებას პროპორციების სახით.

ასე რომ, გამტარი დენების წარმოქმნის თავიდან ასაცილებლად, აუცილებელია აირჩიოთ წინააღმდეგობის მთლიანი მნიშვნელობა კარიბჭის წრეში ( , და არეგულირებს კარიბჭის ტევადობის VT დატენვის სიჩქარეს, რათა უზრუნველყოს ტრანზისტორის ჩართვაზე მეტი ან ტოლი დაყოვნება VT-ის დახურვაზე (იხ. ნახ. 3.2).

(3.1)

სად არის გადინების დენის დაშლის დრო (საცნობარო მნიშვნელობა);

– VT გამორთვის დაწყების დაყოვნების დრო ჭიშკრის ბლოკირების ძაბვის გამოყენების მომენტთან შედარებით. შუნტის კარიბჭის დიოდებით (VD G 1, VD G 2, ნახ. 3.1), გამონადენის სიჩქარე ცალსახად განისაზღვრება წინააღმდეგობის მიხედვით. . მაშასადამე, შემდეგი პროპორციის დასადგენად წყდება (დავარაუდეთ, რომ იგი შუნტირდება VD G დიოდით)

სტატიკური გადამყვანებისთვის დენის სქემების შემუშავებისას, ძალზე გადამწყვეტი ზომებია ენერგიის ტრანზისტორების თერმული გაქცევისგან დაცვის მიზნით. ვინაიდან MOSFET- ის ველის ეფექტის ტრანზისტორებს არ აქვთ მეორადი დაშლა, თერმული გამოთვლები შეიძლება დაფუძნდეს მაქსიმალური ტემპერატურისა და მაქსიმალური დენის დაშლის მნიშვნელობებზე. ტრანზისტორის მიერ გადართვის რეჟიმში გამოთავისუფლებული მთლიანი სიმძლავრე განისაზღვრება გამონათქვამიდან:

სადაც R p არის ენერგიის სრული გაფრქვევა;

R თითო - დენის დაკარგვა გადართვის დროს;

R pr - დანაკარგები ღია ტრანზისტორი არხის აქტიურ წინააღმდეგობაზე;

Pynp - კონტროლის დანაკარგები კარიბჭის წრეში;

Pyr - დენის დაკარგვა დახურულ მდგომარეობაში გაჟონვის გამო.

სადაც L L(op) არის ტრანზისტორის წინააღმდეგობა ღია მდგომარეობაში (საცნობარო პარამეტრი).

გამტარობის დანაკარგები P pr არის დანაკარგების ძირითადი კომპონენტი საველე ეფექტის ტრანზისტორში. ეს დანაკარგები შეიძლება გამოითვალოს გადინების დენის ეფექტური (rms) მნიშვნელობის ცოდნით:

გაჟონვის დინებით გამოწვეული ენერგიის ზარალი (p^) უმნიშვნელოა (თუ, რა თქმა უნდა, ტრანზისტორი მუშაობს), ასე რომ, აზრი არ აქვს მათ გათვალისწინებას. გარდა ამისა, ვინაიდან საველე ეფექტის ტრანზისტორი ერთ-ერთი მთავარი უპირატესობა უკიდურესად დაბალი დანაკარგია მის საკონტროლო წრეში (P კონტროლი), შესაბამისად, საკონტროლო ზარალის მნიშვნელობა შეიძლება გამოირიცხოს გამოთვლებით. მიღებული დაშვებების გათვალისწინებით, ფორმულა (2.1.7) ჯამური დანაკარგების გამოსათვლელად იღებს შემდეგ მოსახერხებელ ფორმას:

აქ აუცილებელია გარკვეული გარკვევის განაწილება და მკითხველს შევახსენოთ, რომ ენერგიის დაშლის გაანგარიშება ხორციელდება ელექტროენერგიის ტრანზისტორების თერმული პირობების უზრუნველსაყოფად. ეს გაანგარიშება სასარგებლო იქნება ტრანზისტორებისთვის გაგრილების რადიატორების დაპროექტებისას (დეტალებისთვის შეგიძლიათ მიმართოთ პუბლიკაციებს და). ძალიან მნიშვნელოვანი პარამეტრი, რომლის გარეშეც შეუძლებელი იქნება გაგრილების ელემენტის შედგენა, არის ე.წ. "ჩიპ-საქმე" თერმული წინააღმდეგობა ტრანზისტორი. კვლევამ აჩვენა, რომ ეს წინააღმდეგობა დიდწილად დამოკიდებულია ტრანზისტორის გადართვის სიხშირეზე, ასევე საკონტროლო იმპულსების მუშაობის ციკლზე, რომელიც განისაზღვრება ღია მდგომარეობის დროის თანაფარდობით სრულ გადართვის პერიოდთან. ტრანზისტორების ტექნიკურ მახასიათებლებში ჩვეულებრივ მოცემულია ეგრეთ წოდებული ნორმალიზებული გარდამავალი თერმული წინაღობის შეერთების მახასიათებლები. როგორც ჩანს ნახ. 2.1.11, თერმული პროცესების ინერციის გამო მაღალი გადართვის სიხშირეებზე და დაბალი სამუშაო ციკლის გამო, მნიშვნელოვნად შემცირდა "კრისტალ-გარსაცმის" თერმული წინააღმდეგობა. ნებისმიერ შემთხვევაში, დეველოპერმა უნდა შეაფასოს ეს წინააღმდეგობა გრაფიკის მიხედვით, ისე, რომ არ დააპროექტოს რადიატორი დენის ელემენტების გაციებისთვის "თვალით". მკითხველმა უნდა იცოდეს, რომ ნახ. 2.1.11 გრაფიკები შედის მწარმოებელი კომპანიების მიერ წარმოდგენილ პარამეტრთა ძირითად კომპლექტში ელექტრული ელემენტების ბაზისთვის. თუ ელემენტის ბაზის არჩევისას დეველოპერს ემუქრება ის ფაქტი, რომ ეს გრაფიკები არ არის დოკუმენტაციაში, უმჯობესია არ ენდოთ ასეთ მწარმოებელ კომპანიას და არ გამოიყენოთ მისი პროდუქტები თქვენს განვითარებაში.

2.1.11 გრაფიკის გათვალისწინებით, "კრისტალური სხეულის" თერმული წინააღმდეგობა განისაზღვრება შემდეგი ფორმულით:

სადაც ZjJJ, D) არის წინააღმდეგობის „კრისტალური სხეული“ გარდამავალი კოეფიციენტი;

R Q (JC) - თერმული წინააღმდეგობა "კრისტალური გარსი" საკონტროლო იმპულსების დიდი სამუშაო ციკლის რეჟიმში ან პირდაპირი დენით.

ნახ. 2.1.11 არის კიდევ ერთი მრუდი, რომელსაც ეწოდება ერთჯერადი პულსი. იგი ამოღებულია ერთი (არაგანმეორებადი) დენის პულსისთვის. მუშაობის ეს რეჟიმი, როგორც წესი, გამოიყენება სქემების დაცვისა და გააქტიურებისთვის, რომლებიც მოქმედებენ ერთხელ. ამ შემთხვევაში, როგორც წესი, სითბოს გამომუშავება მცირეა და დენის ელემენტს არ სჭირდება რადიატორი.

მაგრამ დავუბრუნდეთ სითბოს დანაკარგებს. სიტუაცია გადართვის დანაკარგებთან დაკავშირებით ბევრად უფრო რთულია. თუ ველის ეფექტის ტრანზისტორის დატვირთვა წმინდაა

ბრინჯი. 2.1.11. ნორმალიზებული თერმული წინააღმდეგობის დამოკიდებულების გრაფიკი იმპულსების სიხშირეზე და სამუშაო ციკლზე: a - IRFP250; B - IRJL3103D1; in -fb180sa10

აქტიური, გადართვის დანაკარგები მცირეა და ხშირად შეიძლება მათი უგულებელყოფა. ამასთან, აქტიური დატვირთვა იშვიათი შემთხვევაა ელექტროენერგიის გადამყვანი ტექნოლოგიაში. უფრო ხშირად, სტატიკური გადამყვანების ტრანზისტორები "მუშაობენ" დატვირთვებზე მკვეთრად გამოხატული რეაქტიული (ინდუქციურ-კონდენსტაციური) კომპონენტით, რაც ხასიათდება მაქსიმალური დენებისა და ძაბვების შეუსაბამობით. გარდა ამისა, ტრანზისტორებში, რომლებიც მუშაობენ ბიძგების სქემებში (ეს მოიცავს ნახევრად ხიდს, ხიდს და სამფაზიან სქემებს), ხდება დაპირისპირებული დიოდების საპირისპირო აღდგენის სპეციფიკური დანაკარგები. ჩვენ დაუყოვნებლივ მივმართავთ დინამიური დანაკარგების გამოთვლის მეთოდებს ბიძგ-გაყვანის სქემებში, რადგან სწორედ მათ საფუძველზეა აგებული მძლავრი გადამყვანის ტექნოლოგია.

ბიძგის წრეში, აუცილებელია განვიხილოთ ინდუქციის გავლენის გავლენა წრის დარჩენილ ელემენტებზე. უნდა გვახსოვდეს, რომ სინამდვილეში ინდუქციურობა L არის მაღალი სიხშირის ტრანსფორმატორის პირველადი გრაგნილის დამაგნიტებელი ინდუქციური ინდუქციურობა (თუ დაპროექტებული მოწყობილობა არის სტატიკური გადამყვანი ტიპიური დატვირთვებისთვის), ან ძრავის გრაგნილის ინდუქციურობა (თუ რეგულირებადი სიხშირე ელექტრო დრაივი შემუშავებულია).

მოდით მივმართოთ ფიგურას. 2.1.12 და განვიხილოთ გადართვის პროცესები, რომლებიც ხდება წარმოდგენილ ტიპურ წრეში. თავდაპირველად (რა

ძირითადი ელემენტის გახსნა. ნათელია, რომ ტალღების ამპლიტუდა არ შეიძლება იყოს მიწოდების ძაბვის ან მიწის პოტენციალის მეტი, რადგან საპირისპირო დიოდები გაიხსნება და დენის წყაროს "განთავისუფლებს" ტალღებს. და მაინც, თუ ოსტატური პროცესის ენერგია საკმარისად მაღალია, ის შეიძლება არ დასრულდეს იმ დროისთვის, როდესაც საკვანძო ელემენტი შემდეგ აღმოჩენილია. გადართვა, როდესაც დენი მიედინება საპირისპირო დიოდში, გამოიწვევს ეგრეთ წოდებულ „მყარ გადართვის“ სიტუაციას, როდესაც დენის ტრანზისტორი მოკლედ იქნება „მიმდინარე“ რეჟიმში. ამ გამონაბოლქვის „ჩაქრობისთვის“ RC წრედი კონდენსატორითა და რეზისტორით დაკავშირებულია სერიაში, დაკავშირებულია ტრანსფორმატორის პირველადი გრაგნილის პარალელურად.

ჩვენ ახლახან გამოვიკვლიეთ ტრანზისტორის მუშაობის ეგრეთ წოდებული „მსუბუქი“ რეჟიმი ბიძგ-გაყვანის სქემებში, როდესაც საკონტროლო პულსები მიდიან VT1 და VT2 კარიბჭეებთან სიმეტრიულად, ხოლო კომუტაციის მომენტში დენები არ გადიან საპირისპირო დიოდებში. . ამ შემთხვევაში გადართვის დანაკარგის სიმძლავრის გამოთვლა არ არის რთული. თითოეული ტრანზისტორი, რომელიც მუშაობს ნახევრად ხიდის ან ხიდის წრეში სტანდარტული ტრანსფორმატორის დატვირთვით, ის შეიძლება გამოითვალოს ფორმულის გამოყენებით

სადაც /^max არის გადინების მაქსიმალური დენი.

არის კიდევ ერთი შემთხვევა, როდესაც ტრანზისტორები იძულებულნი არიან იმუშაონ "მძიმე" გადართვის რეჟიმში. ეს შემთხვევა ჩვეულებრივ განიხილება სიხშირის კონტროლის მოწყობილობებში ძრავებისთვის მნიშვნელოვანი გრაგნილის ინდუქციურობით. აქ ნახევარხიდისა და ხიდის ძირითადი ელემენტების "ზედა" (VT1) და "ქვედა" (VT2) ღია მდგომარეობის ხანგრძლივობა შეიძლება იყოს არათანაბარი: უკიდურეს შემთხვევაში, ერთ-ერთი დენის გადამრთველის გახსნის პულსი. გაქრება საერთოდ. საკონტროლო იმპულსების ასიმეტრიის შემთხვევაში, ინდუქციურ დატვირთვაში დენი არ იცვლის მიმართულებას, რაც ნიშნავს, რომ, მაგალითად, ტრანზისტორი VT2-ის გამორთვის შემდეგ, i L დენი (ნახ. 2.1.12 c) გაივლის. მისი საპირისპირო დიოდი. შესაბამისად, ტრანზისტორი VT1 გამორთვა მოხდება მოკლევადიანი მოკლე ჩართვის რეჟიმში, ვინაიდან დიოდი VD2 ვერ შეძლებს მყისიერად აღადგინოს ჩაკეტილი მდგომარეობა. რაც უფრო დიდხანს აყოვნებს ყუთის დიოდი გამორთული მდგომარეობის აღდგენას, მით მეტი სითბო წარმოიქმნება ტრანზისტორში. ამიტომ, "მძიმე" რეჟიმში გადართვის დანაკარგების გამოსათვლელად, აუცილებელია გავითვალისწინოთ როგორც ტრანზისტორის დინამიური გადართვის დანაკარგები, ასევე დაპირისპირებული დიოდების საპირისპირო აღდგენის დანაკარგები. შემდეგი ფორმულა დაგეხმარებათ გამოთვალოთ გადართვის დანაკარგები:

სადაც Q rr არის ბოქსერის დიოდის საპირისპირო აღდგენის მუხტი (საცნობარო პარამეტრი).

თქვენ ასევე უნდა იცოდეთ, რომ ყუთის დიოდის საპირისპირო აღდგენის მუხტი (ნახ. 2.1.14-ის მიხედვით) ოდნავ დამოკიდებულია ტრანზისტორის გამორთვის შემდეგ დიოდში გამავალ დენზე, მაგრამ დიდწილად განისაზღვრება ცვლილების სიდიდით. წინა დენი დროთა განმავლობაში საპირისპირო აღდგენის ეტაპზე, ანუ დენის სიდიდის წარმოებული. პრაქტიკაში, ეს ნიშნავს, რომ გადართვის პროცესის შენელება, რომელიც იწვევს საპირისპირო აღდგენას, შეიძლება შეამციროს დამუხტვა და, შესაბამისად, გამოთავისუფლებული ენერგია. ამიტომ, "მძიმე" გადართვის რეჟიმში აუცილებელია ველის ეფექტის ტრანზისტორების გახსნის პროცესის შენელება. გახსნის სიჩქარე შეიძლება შემცირდეს კარიბჭის დენის შეზღუდვით კარიბჭის რეზისტორის გაზრდით, ასევე ტრანზისტორების გადინების წყაროს შეერთების გვერდის ავლით RC სქემებით, რომლებიც ზღუდავენ გადართვის სიჩქარეს. მართალია, ამავდროულად, დინამიური გადართვის დანაკარგები იზრდება.

ბრინჯი. 2.1.14. დიოდის საპირისპირო აღდგენის მუხტის დამოკიდებულება გადართვის პროცესის სიჩქარეზე

საკმაოდ ხშირად სტატიკური გადამყვანების შემუშავების პრაქტიკაში არის შემთხვევები, როდესაც აუცილებელია დენის გადართვა, რომლის ღირებულება უფრო მაღალია, ვიდრე ერთი ტრანზისტორის შემზღუდველი დენი. და თუ რთული აღმოჩნდება უფრო მძლავრი მოწყობილობის არჩევა, შეგიძლიათ უბრალოდ დააკავშიროთ რამდენიმე მოწყობილობა პარალელურად, რომლებიც განკუთვნილია ქვედა დენებისთვის. შემდეგ მთლიანი დენი თანაბრად გადანაწილდება ცალკეულ ტრანზისტორებს შორის. მათი პარალელურად დასაკავშირებლად, თქვენ უნდა გქონდეთ მოწყობილობები მჭიდრო ზღვრული ძაბვის მნიშვნელობებით. როგორც წესი, ერთი და იმავე ტიპის ტრანზისტორებს აქვთ ძაბვის ზღვრული მნიშვნელობები ძალიან ახლოს, ამიტომ უკიდურესად არასასურველია სხვადასხვა ტიპის ტრანზისტორების შერჩევა პარალელური მუშაობისთვის. ან კიდევ უკეთესი, აიღეთ ტრანზისტორები იმავე საწარმოო პარტიიდან, რომლებიც დამზადებულია იმავე პირობებში.

ტრანზისტორების ხაზის ერთგვაროვანი გათბობის უზრუნველსაყოფად, ისინი უნდა დამონტაჟდეს საერთო რადიატორზე და, თუ ეს შესაძლებელია, ერთმანეთთან უფრო ახლოს. ასევე უნდა გვახსოვდეს, რომ ორი პარალელურად დაკავშირებული ტრანზისტორის საშუალებით შეგიძლიათ ორჯერ გაიაროთ დენი ერთჯერადი მოწყობილობების დატვირთვის შემცირების გარეშე, მაგრამ ამავე დროს, შეყვანის ტევადობა და, შესაბამისად, კომბინირებული კარიბჭის დატენვა გაორმაგდება. შესაბამისად, პარალელურად დაკავშირებული ტრანზისტორების საკონტროლო წრეს უნდა შეეძლოს განსაზღვრული გადართვის დროის უზრუნველყოფა.

მაგრამ აქაც არის გარკვეული თავისებურებები, გარკვეული "ხრიკები". თუ პირდაპირ აკავშირებთ საველე ეფექტის ტრანზისტორების კარიბჭეებს, შეგიძლიათ მიიღოთ ძალიან უსიამოვნო "ზარის" ეფექტი გამორთვისას - ერთმანეთზე ზემოქმედებით კარიბჭეებში, ტრანზისტორები შემთხვევით გაიხსნება და დაიხურება, არ ემორჩილება საკონტროლო სიგნალს. "ზარის" აღმოსაფხვრელად, რეკომენდებულია კარიბჭის ტერმინალებზე პატარა ფერიტის მილების დაყენება, რათა თავიდან აიცილოთ კარიბჭეების ურთიერთგავლენა, როგორც ნაჩვენებია ნახ. 2.1.15, ა.

ეს მეთოდი დღეს ძალიან იშვიათია (რადგან ფერიტის მილების წარმოების ტექნოლოგია საკმაოდ რთულია). მიკროსქემის უფრო მარტივი და ხელმისაწვდომი დიზაინი ნაჩვენებია ნახ. 2.1.15, ბ,

ბრინჯი. 2.1.15. MOSFET-ის პარალელური შეერთება: a - ჩაქრობის ფერიტის მილებით; ბ - კარიბჭის რეზისტორებით

რომელიც შედგება თითოეული კარიბჭის სქემებში ათეულიდან ასეულ ომამდე წინააღმდეგობის მქონე იდენტური რეზისტორების დაყენებაში. კარიბჭის რეზისტორების მნიშვნელობა ჩვეულებრივ შეირჩევა თანაფარდობიდან:

სადაც Q g არის კარიბჭის მუხტის მნიშვნელობა ერთი ტრანზისტორისთვის.

ამის შემდეგ აუცილებელია ტრანზისტორი კარიბჭის მართვის მოწყობილობის მიერ მოწოდებული დენის ოდენობის განსაზღვრა. ეს დენი განისაზღვრება პარალელურად დაკავშირებულ კარიბჭე რეზისტორებზე U g ძაბვის მოქმედების მდგომარეობიდან. ანუ (2.1.13) ფორმულიდან მიღებული Rg-ის მნიშვნელობა გამოთვლების დროს უნდა შემცირდეს იმდენჯერ, რამდენჯერაც პარალელურად დაკავშირებული ტრანზისტორების რაოდენობა.

ბრინჯი. 2.1.16. MOSFET ტრანზისტორების პარალელური კავშირის ვარიანტი

ტრანზისტორები VTl...VT4 დამონტაჟებულია საერთო რადიატორზე რაც შეიძლება ახლოს, რაც უზრუნველყოფს მათ ერთგვაროვან გათბობას. დენის ავტობუსები, რომლებიც შეიძლება დამზადდეს როგორც დაბეჭდილი, ასევე მყარი გამტარებისგან (მაგალითად, სპილენძის ზოლები ან დაკონსერვებული მავთული), დაკავშირებულია ყველა ტრანზისტორის გადინებასა და წყაროსთან. კარიბჭის რეზისტორები Rg შეიძლება განთავსდეს დენის ავტობუსების ზემოთ. ტრანზისტორები დამაგრებულია რადიატორზე ხრახნებისა და წნევის ზამბარების გამოყენებით. ზოგჯერ თერმული კონტაქტის გასაუმჯობესებლად

რადიატორის კორპუსები იყენებენ შემდეგ ტექნოლოგიას: ტრანზისტორები მიმაგრებულია სითბოს ამოღების ფირფიტებით სპილენძის (ან მისი შენადნობების) საერთო ზოლზე და ის, თავის მხრივ, ხრახნიანია რადიატორზე, რომელიც ადრე იყო შეზეთილი სითბოსთან შეხების ადგილზე. გამტარი პასტა. და, რა თქმა უნდა, აუცილებელია ტრანზისტორების ცალკეული ჯგუფების ელექტრული იზოლაციის უზრუნველყოფა, რათა თავიდან იქნას აცილებული მოკლე ჩართვა იმ ადგილებში, სადაც ისინი არ უნდა არსებობდეს ელექტრული წრედის მიხედვით.

ნახ. 2.1.17 გვიჩვენებს სამფაზიანი კონტროლირებადი ხიდის სტრუქტურული ერთეულის ვარიანტის სახეს, რომელიც შედგება პარალელურად დაკავშირებული MOSFET ტრანზისტორებისგან და ნახ. 2.1.18 - ტრანზისტორების შეერთების ელექტრული დიაგრამა. რადიატორს აქვს არხები, რომლებითაც იგი იძულებულია ააფეთქოს ჰაერის ნაკადით.