مرحله بافر با کیفیت بالا با استفاده از ترانزیستور. ریزپردازنده ها و میکروکنترلرها

سلام! ما موضوع مطرح شده در مقاله من را ادامه می دهیم.
در انجمن datagor ولادیمیر ( vol2008) موضوع یک تقویت کننده با ساختار یکپارچه را مطرح کرد و نسخه خود را از یک مرحله بافر برای تقویت کننده نهایی پیشنهاد کرد.

من همچنین نوعی از مرحله بافر را با دنبال کننده شبه فشار-کشش پیشنهاد می کنم.

گزینه های ممکن برای اجرای آبشارهای بافر

در شکل نشان داده شده اند. 1 a-d.

برنج. 1. گزینه های مرحله بافر برای تقویت کننده قدرت:
الف) دنبال کننده امیتر، ب) دنبال کننده امیتر با بار دینامیکی،
ج) دنبال کننده امیتر شبه فشار-کشش در ترانزیستورهای همان ساختار،
د) دنبال کننده امیتر شبه فشار-کشش در ترانزیستورهای مکمل

یک دنبال کننده امیتر با یک مقاومت در مدار امیتر (شکل 1a) این عیب را دارد که با افزایش دامنه سیگنال ورودی، محدودیت یک نیم موج سیگنال ممکن است زودتر از دیگری رخ دهد.

در طول نیم موج مثبت سیگنال ورودی، جریان امیتر VT1 بین مقاومت در امیتر Re و در بار Rn تقسیم می شود. در طول نیم موج منفی، جریان از طریق Rn در جهت مخالف جریان می یابد.

برای جلوگیری از محدودیت، جریان امیتر ترانزیستور VT1 باید همیشه بزرگتر از صفر باشد.

به راحتی می توان نشان داد که حداکثر دامنه پیک سیگنال خروجی به ولتاژ امیتر Ue و مقاومت های بار Rn و امیتر Re مرتبط است:
Uoutmax=UеRн/(Re+Rн).

برای مدار نشان داده شده در شکل. 1a دریافت می کنیم:
Uoutmax=7.5·0.62/(0.62+1.1)=2.7 V.

استفاده از یک بار فعال در مدار امیتر به شما این امکان را می دهد که معایب یک دنبال کننده امیتر را با بار مقاومتی از بین ببرید و اعوجاج را بیشتر کاهش دهید (شکل 1 ب). بخشی از مضرات یک دنبال کننده امیتر ساده در اینجا باقی می ماند: با نیم موج مثبت سیگنال ورودی، جریان نه تنها به بار، بلکه به منبع جریان نیز می رسد.

تکرار کننده های شبه فشاری می توانند انواع اعوجاج و همچنین امپدانس خروجی را به میزان قابل توجهی کاهش دهند. در اینجا، یک مولد جریان کنترل شده به عنوان بار امیتر استفاده می شود که یک بار دینامیکی متقابل را برای بازوی دوم تشکیل می دهد، شکل. قرن 1

نشان داده شده در شکل. مدار 1c - انتقال حق ثبت اختراع برای تکرار کننده لوله از دهه چهل قرن گذشته به مدار ترانزیستور.

از آنجایی که مدار ترانزیستور، بر خلاف لامپ ها، از ترانزیستورهای دو نوع رسانایی استفاده می کند، این مدار را می توان تغییر داد، و در نتیجه یک پیرو شبه فشار-کشش مکمل، شکل. 1 سال این طرح با موفقیت توسط ولادیمیر (. vol2008).

امپدانس خروجی پایین مدارهای نشان داده شده در شکل. 1c و شکل 1 گرم، و همچنین اعوجاج کمتر در مقایسه با مدارهای نشان داده شده در شکل. 1a و شکل. 1 ب، تأثیر مثبتی بر بازتولید صدا دارند.

برنج. 2. نمودار شماتیک مرحله بافر
با تکرار کننده شبه فشار کش

جریان کلکتور ترانزیستور VT1 (VT5) توسط مقاومت R5 (R11) تنظیم می شود و I0=Ube/R5=0.2 میلی آمپر است که در آن Ube=0.66 V ولتاژ پایه-امیتر ترانزیستور VT3 (VT4) است.

منابع جریان بر روی ترانزیستورهای VT2 (VT6) ساخته می شوند، مدارهای پایه ترانزیستورها به ترتیب توسط یک تثبیت کننده ولتاژ پارامتری مشترک HL1، R8، C3 از طریق مقاومت های R7 و R9 تغذیه می شوند. جریان منبع فعلی 10 میلی آمپر است.

سیگنال آنتی فاز از مقاومت R4 (R10) از طریق خازن جداکننده C2 ​​(C4) به پایه ترانزیستور منبع جریان VT2 (VT6) عرضه می شود که حالت عملکرد فعال تکرار کننده را در هر دو نیم موج سیگنال ورودی تضمین می کند. .

--
با تشکر از توجه شما!
ایگور کوتوف، سردبیر مجله دیتاگور

فهرست منابع ارجاع شده

1. Mosyagin V., // مجله الکترونیک عملی "Datagor"، 2016.
2. Mosyagin V.،

تقویت کننده بافر، یکپارچه کننده، مقایسه کننده، تابستانی، محدود کننده...این کلمات قبلاً به طور جدایی ناپذیری با تجهیزات صوتی مرتبط هستند و اگرچه در نگاه اول هیچ چیز مشترکی بین آنها وجود ندارد ، در واقع آنها یک "ابزار کار" مشترک دارند - تقویت کننده عملیاتی (op-amp).

برای اینکه بفهمیم آپ امپ چه نقشی ایفا می کند، ارزش دارد که بدانیم در واقع چیست.
در اصل، این مجموعه ای از ترانزیستورها است که به روشی خاص متصل شده اند و نشان دهنده یک شبکه پنج ترمینالی است که عملکردهای یک تقویت کننده ولتاژ ثابت را انجام می دهد. شکل 1 چندین مورد از محبوب ترین نام های آپ امپ را نشان می دهد:

تصویر 1

همانطور که انتظار می رود، در سمت چپ ورودی های تقویت کننده هستند، دو عدد از آنها وجود دارد - یکی معکوس است، یعنی. ولتاژ خروجی فاز مخالفی نسبت به این ورودی خواهد داشت، دومی معکوس نیست، یعنی. سیگنال خروجی هم فاز با ورودی خواهد بود. در سمت راست خروجی تقویت کننده است، در بالا و پایین ترمینال هایی برای تامین op-amp با ولتاژ تغذیه، معمولا در بالا "+Uip"، در پایین "-Uip" قرار دارند.

بعلاوه تقویت کننده دیفرانسیل است، یعنی. فقط اختلاف ولتاژ در ورودی های معکوس و غیر معکوس تقویت می شود. در اصل، این حتی می تواند به صورت منطقی، بدون تجزیه و تحلیل نمودار مدار، توضیح داده شود. اگر ولتاژ در ورودی غیر معکوس 5 ولت و در ورودی معکوس 3 ولت باشد، پس از آنجایی که فاز ورودی معکوس معکوس است، عادلانه است که 3 ولت را از 5 ولت کم کنیم. بنابراین ولتاژ ورودی 2 ولت خواهد بود و این ولتاژ است که توسط تقویت کننده عملیاتی تقویت می شود.
در ابتدا، op-amp ها برای انجام عملیات ریاضی در رایانه های آنالوگ طراحی شدند و البته کمی متفاوت به نظر می رسیدند:

شکل 2. یکی از اولین تقویت کننده های عملیاتی

با این حال، با توسعه میکروالکترونیک، آپ‌آمپ‌ها به‌طور اساسی ظاهر و ابعاد خود را به اندازه‌ای تغییر داده‌اند که پکیج DIP-8 غول‌پیکر به نظر می‌رسد:

شکل 3. ظاهر آپ امپ های مدرن روی سطح در مقایسه با DIP-8

باقی مانده است که بفهمیم داخل این دستگاه چیست، زیرا هم نحوه تعیین آن و هم ظاهر آن کمی واضح است. نمودار شماتیک تقویت کننده عملیاتی K140UD1 در شکل 4 نشان داده شده است.

شکل 4

برای وضوح بیشتر، بیایید این مدار را در یک شبیه‌ساز شبیه‌سازی کنیم، اگرچه مقادیر مقاومت باید به صورت تجربی انتخاب می‌شد، با این حال، ما موفق شدیم مدار را به کار بیندازیم:

شکل 5. نمودار شماتیک مدل K140UD1

از آنجایی که این در ابتدا یک تقویت کننده ولتاژ ثابت است، آزمایش ها باید با ولتاژ ثابت آغاز شوند. برای این کار دو منبع ولتاژ ثابت به مدار اضافه کنید و تقویت کننده را بپوشانید بازخورد منفی (NFB).

شکل 6. بررسی عملکرد op-amp برای تقویت ولتاژ.

حالا بیایید ولتاژ منبع V4 را روی 0.5 ولت تنظیم کرده و شروع کنیم محاسبه DCشبیه ساز نتیجه تصویر زیر است:

شکل 7. نقشه ولتاژ.

حالا کمی جزئیات بیشتر. تقریباً همه کتاب های درسی می گویند که ضریب بهره آپ امپ در اتصال "مستقیم" است، یعنی. هنگامی که سیگنال به یک ورودی غیر معکوس اعمال می شود، با نسبت مقاومت های OOS به اضافه یک متناسب است. در مورد ما R17 / R18 + 1 = 1.02 + 1 = 2.02 خواهد بود. 0.02 از کجا آمده است؟واقعیت این است که K140UD1 دارای امپدانس ورودی نسبتاً کم است و برای به دست آوردن دقت مورد نیاز، R18 باید به 9.76 کیلو اهم کاهش یابد.

سپس مشخص نیست - 0.5 ولت در ورودی و تقریبا 0.5 ولت در خروجی وجود دارد، بهره کجاست؟در اینجا باید اصلاح کنیم که 0.5 ولت در ورودی جمع کننده است، اما نه در ورودی op-amp، که پایه ترانزیستور Q1 است، بلکه در پایه 0.24 ولت است. و اگر چنین است، آنگاه می چرخد. دقیقاً 0.24 x 2.02 = 0.4848 V. با توجه به قرائت های شبیه ساز، 0.496 V، که باز هم نادرستی مدل ما است، با این حال، خود K140UD1 اصلی دارای گسترش خوبی از پارامترها بود.

اما اگر ولتاژ ورودی 0.5 ولت است، پس چرا پایه Q1 نصف این مقدار است؟ولتاژ در V5 صفر است، بنابراین، R16 و R15 یک تقسیم کننده ولتاژ را تشکیل می دهند، و از آنجایی که رتبه بندی ها یکسان است، ولتاژ بر دو تقسیم می شود، البته جریان پایه Q1 کمک می کند. بنابراین ما 0.24 ولت در ورودی op-amp دریافت می کنیم.

با این حال، اینها تنها پیامدهای عملکرد آبشارهای این مدار هستند، اجازه دهید به چند دلیل اشاره کنیم:
به محض اینکه ولتاژی غیر از صفر در پایه Q1 ظاهر می شود، در مورد ما 0.24 ولت است، Q1 شروع به باز شدن می کند، که به نوبه خود منجر به کاهش ولتاژ در کلکتور آن می شود. کاهش ولتاژ در کلکتور Q1 باعث کاهش جریان عبوری از پایه Q6 می شود و شروع به بسته شدن می کند که در نتیجه ولتاژ روی کلکتور آن افزایش می یابد که از طریق دنبال کننده امیتر در Q7 ولتاژ روی دنبال کننده امیتر افزایش می یابد. در Q9 و ولتاژ در خروجی op-amp (نقطه OUT) شروع به افزایش می کند.

افزایش ولتاژ در خروجی آپ امپ باعث افزایش ولتاژ در نقطه اتصال R17 و R18 می شود و این نقطه به پایه Q2 که ورودی معکوس آپ امپ ما است وصل می شود (شکل 6). Q2 کمی شروع به باز شدن می کند و ولتاژ در امیتر آن افزایش می یابد. این مستلزم بسته شدن ترانزیستور Q1 است و بیشتر در مدار بر مراحل بعدی تأثیر می گذارد. ترانزیستور Q1 به اندازه کافی بسته می شود تا ولتاژی در پایه Q2 تا حد امکان نزدیک به ولتاژ در پایه خود Q1 ایجاد شود و مقدار این ولتاژ مستقیماً به مقادیر مقاومت های R17 و R18 بستگی دارد. هرچه R18 کوچکتر باشد، ولتاژ بیشتری باید در خروجی op-amp تولید شود تا تعادل جریان های پایه آبشار در Q1 و Q2 بازیابی شود. اگر مقاومت R18 را تغییر ندهید، اما R17 را افزایش دهید، باید ولتاژ خروجی op-amp را نیز افزایش دهید، زیرا یک ولتاژ نسبتاً بزرگ دوباره در Q17 کاهش می یابد.
اکنون تنها چیزی که باقی می ماند این است که ولتاژ منبع V5 را افزایش دهید و مطمئن شوید که مقادیر ولتاژ واقعاً جمع می شوند.

شکل 8. جمع ریاضی دو عبارت V4 و V5.

همانطور که از شکل مشخص است، با دو ترم V4 و V5 هر کدام 0.5 ولت، خروجی جمع کننده مجموعی برابر با یک ولت تولید می کند، یعنی. عملیات ریاضی به درستی انجام شد.
برای وضوح بیشتر، بیایید از K140UD1 قدیمی فاصله بگیریم و یک جمع کننده را برای سه ترم بر اساس op-amp TL071 شبیه سازی کنیم. نتیجه "ماشین حساب" زیر است:

شکل 9. جمع ریاضی سه جمله.

در اینجا باید به مقادیر مقاومت های OOS توجه کنید. تفاوت در فرقه ها تقریباً دو برابر است، یعنی. ضریب بهره آپ امپ R5 / R4 + 1 = 3 خواهد بود. چرا؟ در نمودار قبلی ضریب بهره 2 بود، اما در اینجا 3 است؟در مدار قبلی، دو ترم وجود داشت، بنابراین دو تقسیم کننده ورودی وجود داشت (R15 و R16، شکل 6)، بنابراین، ولتاژ ورودی اولیه بر دو تقسیم شد و برای بازیابی مقادیر باید دو برابر می شد. در مدار شکل 9 اصطلاحات SUT وجود دارد، بنابراین مقسوم‌کننده ورودی مقدار را بر سه تقسیم می‌کند و برای بازیابی آن سه برابر می‌شود. برای اطمینان بیشتر، بیایید به یک جمع کننده با چهار جمله نگاه کنیم و به طور مستقل سود حاصل را محاسبه کنیم:

شکل 10. جمع کننده چهار عبارت.

این ریاضیات دقیقاً چه ربطی به مهندسی صدا دارد؟
مستقیم ترین. در مهندسی صدا، ولتاژ، البته، متغیر است، اما در هر بازه زمانی بسیار کوتاهی می توان آن را به عنوان یک ولتاژ ثابت در نظر گرفت، بنابراین، پردازش سیگنال ریاضی با استفاده از یک آپ امپ کاملا قابل قبول است:

شکل 11. نمایش ولتاژ متناوب به عنوان ولتاژ مستقیم.

بر اساس این واقعیت که ولتاژ متناوب در یک نقطه خاص از زمان را می توان ثابت در نظر گرفت، یک مفهوم اضافی معرفی شده است - مقدار ولتاژ لحظه ای، به همین ترتیب می توانید به مقادیر لحظه ای جریان ها و توان ها متوسل شوید. آنچه در واقعیت به نظر می رسد در شکل 12 نشان داده شده است:

شکل 12. جمع کننده چهار عبارت آنالوگ.

4 منبع سیگنال سینوسی V1-V4 وجود دارد که ولتاژهای آنها توسط مقاومت های R1-R4 جمع شده و با دامنه op-amp X1 برابر می شود. سیگنال خروجی جمع کننده، بسته به ورودی، در شکل 13 نشان داده شده است:

شکل 13. وابستگی سیگنال خروجی به ورودی.

و کاربرد عملی این جمع کننده چیست؟اگر این جمع کننده کمی اصلاح شود، نتیجه نهایی ساده ترین MIXER چهار ورودی است و تعداد ورودی ها می تواند بسیار متفاوت باشد - از دو تا بیست:

شکل 14. نمودار شماتیک یک میکسر چهار ورودی.

در این مدار، خازن های C1-C4 به عنوان خازن های ایزوله عمل می کنند و از ورود ولتاژ DC منبع به ورودی op-amp جلوگیری می کنند که گاهی اوقات اتفاق می افتد. آپ امپ در این مدار TL071 است، اما تقریباً از هر یک از آپ امپ های مدرن می توان استفاده کرد - پارامترهای آنها برای تجهیزات متوسط ​​​​قیمت کاملاً کافی است. مقاومت‌های متغیر X1-X4 سطح هر یک از سیگنال‌های ورودی را تنظیم می‌کنند که به شما امکان می‌دهد به سرعت حجم هر یک از منابع ورودی را تغییر دهید.

منبع تغذیه دو منبع 15 ولتی است که به صورت سری به هم متصل شده اند. نقطه اتصال به سیم مشترک و نسبت به آن متصل استدو ولتاژ نسبت به سیم مشترک به دست می آید - PLUS FIFTEEN و MINUS FIFTEEN ولت. چنین منبع دوگانه ای منبع ولتاژ دوقطبی نامیده می شود و معمولاً اندازه سیم های مثبت و منفی یکسان است.

با این حال، op-amp را می توان از یک منبع تغذیه کرد، فقط این را فراموش نکنید در این اسناد برای op-amp، اندازه منبع ولتاژ دوقطبی معمولاً نشان داده می شود و مقادیر حداقل و حداکثر نشان داده می شوند، به عنوان مثال Uip min ± 5 V، Uip max ± 20 V.این بدان معنی است که op-amp با یک منبع تغذیه دوقطبی در محدوده ولتاژ ± 5 ... ± 20 ولت کار می کند، با این حال، هنگامی که از یک منبع تک قطبی تغذیه می شود، محدوده ولتاژ به نظر می رسد +10 ... + 40 V. .

شکل 15. گزینه های قدرت Op-amp.

منبع تغذیه از یک منبع دوقطبی تا حدودی ترجیح داده می شود - طراحی مدار تا حدودی ساده شده است، زیرا اتصال ورودی ها به صورت "خودکار" اتفاق می افتد، مانند مدار شکل 14، جایی که ولتاژ صفر در ورودی op-amp تشکیل می شود. توسط پایانه های پایینی مقاومت های متغیر، یا صفر در ورودی توسط یک مقاومت ثابت جداگانه تشکیل می شود که یک ترمینال آن به سیم مشترک و پایه دوم به ورودی op-amp متصل است که معمولا معکوس نیست بنابراین، ولتاژ اولیه در خروجی op-amp تنظیم می شود، اگر دریفت ها در نظر گرفته نشود، برابر با صفر است.

با یک ولتاژ تغذیه تک قطبی، ولتاژ خروجی آپ امپ نمی تواند منفی باشد، اما باید هر دو نیمه موج سینوسی، مثبت و منفی را تقویت کند. برای حل این مشکل، یک صفر مجازی به طور خاص برای op-amp تشکیل شده است. معمولاً این دو مقاومت متصل به سری هستند که بین پایانه های برق متصل می شوند و نیمی از ولتاژ تغذیه تشکیل شده در نقطه اتصال مقاومت ها به عنوان یک صفر مجازی عمل می کند (شکل 16).

شکل 16. منبع تغذیه Op-amp از ولتاژ تک قطبی.

R1 و R4 نیمی از ولتاژ منبع تغذیه را تشکیل می دهند، R3 برای کاهش تأثیر سیگنال ورودی، ولتاژ تولید شده و همچنین برای افزایش مقاومت ورودی دستگاه ضروری است، زیرا C2 برای کاهش نویز ضربه ای و ریپل قدرت طراحی شده است. صفر مجازی نیز بر ولتاژ متناوب ورودی تاثیر می گذارد. C1 به عنوان یک خازن جداکننده عمل می کند که جزء DC را در ورودی op-amp از منبع جدا می کند، زیرا فرض می شود که منبع یک ولتاژ متناوب تولید می کند. R5 و R2 OOS را تشکیل می دهند و در این تقویت کننده ضریب بهره برابر است با R5 / R2 + 1 = 30k / 10k + 1 = 4. C3 به عنوان یک خازن جداسازی بین خروجی op-amp و بار عمل می کند.

با مقایسه شکل های 14، 15 و 16، مشخص می شود که op-amp می تواند بدون سیم مشترک کار کند، زیرا ولتاژ خروجی کاملاً به ولتاژ ورودی های آن بستگی دارد، بنابراین، برای به دست آوردن ولتاژ صفر در خروجی با منبع دوقطبی و نصف ولتاژ با منبع تغذیه تک قطبی، لازم است یک ورودی تقویت کننده غیر معکوس را به ولتاژ منبع تغذیه صفر یا نیم متصل کنید. فقط در این حالت تغییر غیرمجاز در مؤلفه ثابت سیگنال خروجی حذف می شود ، زیرا تغییر در سیگنال ورودی نسبت به ولتاژ این "پیوند" رخ می دهد. سیم COMMON برای منبع تغذیه دوقطبی و نیمی از ولتاژ تغذیه برای منبع تغذیه تک قطبی به عنوان ولتاژ مرجع عمل می کند. این وضعیت نشان می‌دهد که برای عملکرد صحیح آپ امپ، "خالص" ولتاژ مرجع در اولویت قرار می‌گیرد. هنگام چیدمان برد مدار چاپی، باید اهمیت این ولتاژهای مرجع را در نظر گرفت و تأثیر عوامل خارجی بر روی این هادی ها را حذف کرد، مانند تداخل از بخش برق، جریان جریان از خازن های فیلتر قدرت از طریق آنها. ، از آنجایی که تمام تغییرات در ولتاژ مرجع منجر به تغییر در سیگنال خروجی op-amp خواهد شد، یعنی. یک هادی جداگانه برای ولتاژ مرجع روی برد باید اختصاص داده شود و باید فقط به عنوان ولتاژ مرجع برای یک آپ امپ یا گروهی از آپ امپ ها استفاده شود. برای چه اهداف دیگری .

اصل عملکرد یک خازن را می توان به دو صورت توضیح داد:
هنگامی که ولتاژ AC ورودی صفر است، خازن تا نصف ولتاژ تغذیه شارژ می شود. هنگامی که یک نیم موج مثبت ظاهر می شود، خازن شروع به شارژ شدن می کند و جریان از آن عبور می کند و از آنجایی که R6 که به عنوان بار عمل می کند، به طور سری به C3 متصل می شود، جریان شروع به عبور از آن می کند و جهت جریان. از بالا به پایین خواهد بود. به محض اینکه نیم موج مثبت از اوج خود عبور کرد و مقدار آن شروع به کاهش کرد، خازن شروع به تخلیه می کند. این باعث می شود که جریان دوباره جریان یابد، اما در جهت مخالف. بنابراین، یک ولتاژ متناوب در R6 تولید می شود.

راه دوم توضیح مربوط به مقاومت عناصر در برابر جریان الکتریکی است. برای جریان مستقیم، مقاومت خازن بی نهایت است (بدون احتساب جریان های نشتی)، اما برای جریان متناوب، مقدار مقاومت خازن قبلا مقداری دارد و این مقدار به ظرفیت خازن و فرکانس آن بستگی دارد. جریان جاری از آنجایی که مقاومت بسته به شرایط خاصی تغییر می کند، به فرمولی برای محاسبه نوع مقاومت یک عنصر در شرایط خاص نیاز است و از آنجایی که مقاومت تغییر می کند، برای تشخیص آن از مقاومت مقاومت ها، مفهوم مقاومت واکنشی معرفی شده است، محاسبه می شود. توسط فرمول ، که در آن PI عدد PI، F فرکانس بر حسب هرتز، C ظرفیت خازن بر حسب فاراد است. بر اساس این فرمول، محاسبه مقاومت خازن C3، شکل 16، در فرکانس های شدید محدوده صوتی، یعنی در فرکانس 20 هرتز، راکتانس خازن 47 μF برابر خواهد بود، دشوار نیست. تا 169 اهم و در فرکانس 20 کیلوهرتز - 0.17 اهم. با مقاومت بار 2 کیلو اهم، 169 اهم تضعیف جزئی سیگنال را ایجاد می کند:

شکل 17. کاهش ولتاژ متناوب توسط راکتانس C1.

بنابراین، از نقطه نظر ریاضی، ولتاژ ثابتی در مقاومت بار R6 شکل 16 وجود نخواهد داشت، زیرا برای یک ولتاژ ثابت، مقاومت C3 برابر با بی نهایت است و برای یک ولتاژ متناوب مقاومت از 169 اهم به کاهش می یابد. 0.17 اهم در محدوده صوتی.

بنابراین، برای کاهش راکتانس، ظرفیت خازن جداکننده باید تا حد امکان بزرگتر شود؟نه واقعا. به عنوان مثال، با تغییر ظرفیت خازن ورودی، می توانید یک فیلتر کوچک با فرکانس مادون پایین سازماندهی کنید، به عنوان مثال، با ظرفیت خازن جداکننده C1 22 µF، تقویت کننده بافر در op-amp X1 به شکل یک خط آبی و با C1 برابر با 2.2 µF - یک خط قرمز. از شکل می توان فهمید که علیرغم واژگونی جزئی در ناحیه 20 هرتز، همه چیز زیر با موفقیت قطع می شود و در نتیجه از ووفر در برابر اضافه بار محافظت می شود.

شکل 18. تأثیر ظرفیت خازن کوپلینگ بر پاسخ فرکانسی کل تقویت کننده.

علاوه بر این، استفاده از خواص خازن برای تغییر مقاومت به شما امکان می دهد فیلترهای مختلفی بسازید و برای این کار، مقاومت ها در ورودی op-amp به روش خاصی به هم متصل شده و سپس به عنوان یک جبران کننده افت ولتاژ عمل می کند. در بازخورد op-amp، و سپس op-amp بهره خود را بسته به فرکانس تغییر می دهد.

اما قبل از بررسی فیلترها، باید به آنچه ذکر شد بازگردیم تقویت کننده بافر. در اصل، تقویت کننده بافر یک تقویت کننده میانی است که دارای یک پاسخ فرکانس مسطح است، مطلوب است که تنظیم بهره داشته باشد. اگر تقویت کننده دارای توان خروجی 200 وات یا بیشتر باشد، معمولاً وارد کردن یک تقویت کننده بافر به مدار قابل توجیه است.. در این حالت، بهره خود تقویت کننده برق باید کاملاً بالا باشد، زیرا ولتاژ خروجی پیش تقویت کننده ها نرمال شده و به 0.75 یا 1 ولت می رسد و برای توان 200 وات ولتاژی با دامنه حدود 40 ولت (28 ولت) مقدار rms) قبلاً مورد نیاز است، یعنی . تقویت کننده باید سیگنال را 28 بار تقویت کند که 32 دسی بل است.

بر کسی پوشیده نیست که هر چه ضریب بهره خود تقویت کننده بیشتر باشد، اعوجاج بیشتری ایجاد می کند، بنابراین برای کاهش اعوجاج، باید ضریب بهره را کاهش داد و برای به دست آوردن همان توان، باید دامنه تقویت کننده را افزایش داد. سیگنال ورودی. برای حل این مشکل از تقویت کننده بافر استفاده می شود.

طراحی مدار تقویت کننده های بافر بسیار ساده است - معمولاً این یک اتصال معمولی از یک آپمپ تحت پوشش یک OOS و یک اتصال قابل تنظیم است. آپ امپ معمولاً از همان منبعی تغذیه می شود که خود تقویت کننده است، بنابراین، برای به دست آوردن ولتاژ 15± ولت مورد نیاز برای عملیات آپ امپ، از تثبیت کننده های پارامتریک استفاده می شود، اما ابتدا مداری را در نظر می گیریم که از یک منبع جداگانه تغذیه می شود:

شکل 19. نمودار شماتیک تقویت کننده بافر که از منبع جداگانه تغذیه می شود.

اول از همه، باید به عدم وجود خازن کوپلینگ در خروجی تقویت کننده توجه کنید - به آن نیازی نیست، زیرا در ورودی خود تقویت کننده قدرت یک خازن وجود دارد. این آمپلی فایر دارای چرخش های کوچکی در لبه های محدوده صوتی است، اما با وجود شیب ظاهری خطوط، این چرخش تنها 0.1 دسی بل با بهره 15 دسی بل است که بیش از حد قابل قبول است:

شکل 20. پاسخ فرکانس تقویت کننده بافر بر اساس op-amp TL071 از TI.

سطح THD نیز عالی نیست:

شکل 21. سطح THD برای تقویت کننده بر اساس op-amp TL071

در اینجا 1.2 متر به این معنی است که بر حسب میلی درصد است، یعنی. این 0.0012٪ است. به هر حال، این مقدار به طور مستقیم به op-amp مورد استفاده بستگی دارد. در زیر همان نمودارها برای همان بافر آپ امپ وجود دارد، اما با استفاده از NE5534 و AD744:

شکل 22. سطح THD برای آپمپ NE5534 (بالا، پس زمینه زرد)
و AD744 (پایین، پس زمینه سبز)

همانطور که از نمودارها مشخص است، سطح THD به طور قابل توجهی کاهش می یابد، بنابراین هنگام انتخاب یک آپ امپ، باید این عامل را در نظر بگیرید و قبل از نصب، ویژگی های آپ امپ برنامه ریزی شده را با جزئیات بیشتری مطالعه کنید. به عنوان مثال، NE5534 دارای یک ورودی دوقطبی است که امپدانس ورودی آن را کاهش می‌دهد، اما ظرفیت بار بیشتری دارد که به آن اجازه می‌دهد تا روی تقویت‌کننده‌های توان معکوس با بهره داخلی زیاد، پایدار عمل کند.

برای مثال بصری تر، اجازه دهید از مدار تقویت کننده اصلی هولتون استفاده کنیم:

شکل 23. نمودار مدار تقویت کننده قدرت هولتون

سطح THD در این نسخه با بهره 32 دسی بل به 0.03 درصد می رسد.

شکل 24.

حالا بیایید تقویت کننده بافر را به آمپلی فایر "پیچ" کنیم و دوباره سطح THD را بررسی کنیم:

شکل 25. تقویت کننده هولتون با آپمپ بافر در TL071

شکل 26. سطح THD با آپمپ بافر در TL071.

همانطور که از نمودار مشاهده می شود، سطح THD تقریباً 3 برابر (!) کاهش یافته است، و این زمانی است که از یک op-amp معمولی TL071 استفاده می کنید. با این حال، اگر بهره خود آمپلی فایر را بیشتر کاهش دهید و بهره تقویت کننده بافر را افزایش دهید و به جای TL071 از AD744 استفاده کنید، سطح THD را می توان تا 2 برابر کاهش داد.

شکل 27. سطح THD هنگام استفاده از AD744.

حال بیایید به نمودار شکل 25 نگاه دقیق تری بیندازیم:
C3 و C6 خازن های الکترولیتی هستند که جزء فرکانس پایین منبع تغذیه را فیلتر می کنند و C4 و C5 خازن های فیلمی هستند که HF را فیلتر می کنند.
D1 و D2 - دیودهای زنر 1.3 وات، 15 ولت؛
R3 به‌عنوان یک مقاومت کوتاه‌کننده در نظر گرفته شده است که به شما امکان می‌دهد به سرعت بهره‌ی تقویت‌کننده بافر را تغییر دهید.
C7 - یک خازن اصلاحی که به طور اساسی بهره اپ امپ را در اولتراسوند کاهش می دهد و ثبات (کاهش تمایل به تحریک) را به تقویت کننده بافر می دهد.
R17 و R20 در مقایسه با مدارهای مشابه 23 تغییر می کنند، زیرا آنها مسئول بهره خود تقویت کننده قدرت هستند.
مقاومت‌های R4 و R5 به‌عنوان مقاومت‌های محدودکننده جریان (بالاست) برای تثبیت‌کننده پارامتری عمل می‌کنند و هر چه ولتاژ تغذیه خود تقویت‌کننده بیشتر باشد، امتیاز بیشتری باید داشته باشند و گرمای بیشتری را از بین می‌برند. مقدار مقاومت ها باید به گونه ای انتخاب شود که 0.1 ... 0.15 W بر روی دیودهای زنر D1 و D2 تلف شود. این اطمینان حاصل می کند که ولتاژ تثبیت شده در صورت افت ولتاژ تغذیه تغییر نمی کند و به جریان مصرفی خود آپ امپ یا جریان مصرفی آپ امپ به بار بستگی ندارد. مقادیر مقاومت های بالاست برای ولتاژهای مختلف تغذیه تقویت کننده در جدول خلاصه شده است:

ولتاژ تغذیه UMZCH، V	رتبه بندی مقاومت های محدود کننده جریان (بالاست).
	560...620 اهم 0.25 وات
	1.5 ... 1.7 کیلو اهم 0.5 وات
	1.7 ... 2.2 کیلو اهم 1 وات
	2.2 ... 2.7 کیلو اهم 1 وات
	3.3 ... 3.6 کیلو اهم 1 وات
	4.3 ... 4.7 کیلو اهم 1 وات
	5.1...5.6 کیلو اهم 1 وات
	6.2 ... 6.8 کیلو اهم 2 وات
	6.8 ... 7.5 کیلو اهم 2 وات

فوراً باید اضافه کرد که هم دیودهای زنر و هم مقاومت های بالاست گرم می شوند، بنابراین لازم است پدهای تماس بزرگتری برای این عناصر روی برد مدار چاپی ارائه شود.، به طوری که آنها به عنوان گرماگیر کوچک عمل می کنند. همچنین، یک پد تماس بزرگتر برای عناصر گرمایش بسیار قابل اعتمادتر است و احتمال دور شدن لحیم از عنصر در طول زمان بسیار کاهش می یابد.

در پایان مبحث تقویت کننده های بافر، فقط باید توجه داشت که از آنجایی که یک op-amp نصب شده است، می توان یک واحد اضافی به نام محدود کننده روی آن سازماندهی کرد. LIMITER - ماژولی که سطح پیک سیگنال خروجی را اندازه می‌گیرد و بر اساس این اندازه‌گیری‌ها، بهره آپمپ مورد استفاده را تنظیم می‌کند، که ظاهر قطع شدن در خروجی تقویت‌کننده را از بین می‌برد. در تجهیزات ضبط مغناطیسی چیزی مشابه نامیده می شد کنترل سطح خودکار.
مشکل اصلی هنگام ایجاد یک محدود کننده، انتخاب ثابت زمانی برای پاسخ محدود کننده است، زیرا یک پاسخ بسیار سریع، دامنه دینامیکی سیگنال صوتی را به طور قابل توجهی تغییر می دهد، و اگر خیلی بزرگ باشد، محدود کننده زمان نخواهد داشت. سیگنال ورودی را پردازش می کند و برش را از دست می دهد. شکل 28 قطعه ای از مدار محدود کننده را نشان می دهد که بر اساس یک آپمپ بافر سازماندهی شده است، به عنوان مثال. این نمودار "تمام شده" شکل 25 است:

شکل 28. سازمان محدود کننده.

مدار به طور خاص به ابتدایی ترین روش سازماندهی شده است - سیگنال خروجی تقویت کننده به ترمینال سمت راست مقاومت R52 تغذیه می شود، سپس توسط یک پل دیودی روی دیودهای D12، D13، D17، D18 اصلاح می شود و به محدود کننده دامنه تغذیه می شود. در D14 و D15. ولتاژ دیودهای زنر D14 و D15 تقریباً 5 ... 8 ولت کمتر از حداکثر ولتاژ خروجی تقویت کننده قدرت انتخاب می شود و R50 جریان جاری را محدود می کند و همراه با C20 یک زنجیره زمان بندی برای واکنش تشکیل می دهد. زمان محدود کننده، یعنی هنگامی که حداکثر دامنه سیگنال ظاهر می شود، محدود کننده با چه سرعتی بهره تقویت کننده بافر را کاهش می دهد. مدت زمانی که پس از آن محدود کننده، بهره اولیه را به آپ امپ بافر «برگرداند» به ظرفیت C20 و مقاومت R51 بستگی دارد. D16 از لامپ اپتوکوپلر AOP124 در برابر سوختن ناشی از اضافه ولتاژ محافظت می کند. لامپ HL1 بر روی مقاومت نوری اپتوکوپلر R49 "درخشش" دارد، که با روشن شدن، مقاومت آن را کاهش می دهد و به طور قابل توجهی بهره اپ امپ بافر را کاهش می دهد.

متاسفانه اپتوکوپلرها لامپ عکاسیخیلی زیاد نیستند و قابلیت تعویض آنها خیلی خوب نیست، بنابراین بهتر است به دنبال اپتوکوپلرهای این سری خاص بگردید و ترجیحاً با حرف B در انتها، یعنی. AOP124B - هنگامی که لامپ روشن می شود، مقاومت مقاومت نوری به 360 اهم و برای بقیه این سری به 1.2 کیلو اهم کاهش می یابد، اگرچه این برای این محدود کننده کافی است.

با این حال، تقویت کننده های عملیاتی برای چیزی بیشتر از تقویت کننده های بافر - با استفاده از مجموعه ای از مقاومت ها و خازن ها خوب هستند. می توانید از آنها برای ساختن کنترل های تن، اکولایزرهای چند باندی و فیلترها فقط برای یک محدوده فرکانسی خاص استفاده کنید.. به عنوان مثال، نمودار شکل 29 را در نظر بگیرید:

شکل 29. فیلتر بالاگذر.

R1 و C2 یک فیلتر مرتبه اول را تشکیل می دهند که اصل آن از نظر راکتانس بهتر توضیح داده شده است - هنگامی که به فرکانس معینی رسید، راکتانس شروع به کاهش می کند و به محض اینکه به طور قابل توجهی از R1 کمتر شود، دامنه سیگنال ورودی نیز شروع به کاهش خواهد کرد. برای بررسی، بیایید پاسخ فرکانسی این مدار را که توسط شبیه ساز ترسیم شده است، در نظر بگیریم:

شکل 30.

حالا بیایید راکتانس C1 را برای فرکانس های نشان داده شده در نمودار بالا دوباره محاسبه کنیم. خمش خط پاسخ فرکانس تقریباً از 2 کیلوهرتز شروع می شود، برای این فرکانس راکتانس C2 169 کیلو اهم خواهد بود، در رابطه با 22 کیلو اهم R1 این شروع به احساس می کند. در فرکانس 24.1 کیلوهرتز، مقاومت C2 14 کیلو اهم خواهد بود و این در حال حاضر 1.6 برابر کمتر از مقاومت R1 است، بنابراین ولتاژ نیز باید 1.6 برابر کاهش یابد، که در واقع در ولتاژ 1.22 ولت در فرکانس پایین 500 هرتز اتفاق می افتد. در فرکانس 24 کیلوهرتز دامنه به 0.75 ولت کاهش یافت، یعنی. همان 1.6 برابر

حالا بیایید یک پیوند دیگر، دقیقاً مشابه R1-C2 اضافه کنیم و یک فیلتر مرتبه دوم دریافت کنیم:

شکل 31. فیلتر مرتبه دوم

شکل 32. پاسخ فرکانسی یک فیلتر مرتبه دوم.

همانطور که از شکل مشاهده می شود، ولتاژ خروجی در فرکانس های پایین به معنای واقعی کلمه 0.2 ولت کاهش یافته است، اما در فرکانس های بالا واژگونی بسیار شدیدتر رخ می دهد - اکنون در فرکانس 24 کیلوهرتز ولتاژ خروجی 0.3 ولت است که بیشتر از 2 برابر کمتر از فیلتر قبلی. برای وضوح بیشتر، این مقادیر را به دسی بل تبدیل کنید، زیرا گوش انسان سطح صدا را طبق قانون لگاریتمی درک می کند و پاسخ فرکانسی یک فیلتر مرتبه سوم به شکل زیر است:

شکل 33. پاسخ فرکانسی یک فیلتر مرتبه دوم بر حسب دسی بل.

از نمودار اکنون مشخص است که در فرکانس 24 کیلوهرتز، پاسخ فرکانس rolloff 10 دسی بل است، یعنی 3 برابر کمتر از فرکانس پایین. فاکتور کیفیت این فیلتر یعنی. وابستگی به میزان کاهش بهره بسته به تغییر فرکانس 5 دسی بل در هر اکتاو است. Octave یک مفهوم موسیقی است که به این معنی است که فرکانس دقیقاً 2 بار تغییر کرده است. در این مورد، فرکانس های 10 کیلوهرتز و 20 کیلوهرتز به عنوان بخش برای محاسبات در نظر گرفته شد، دامنه 5.2 دسی بل کاهش یافت.
بیایید مثال دیگری را در نظر بگیریم - یک فیلتر مرتبه سوم، i.e. حاوی 3 گره یکسان:

شکل 34. فیلتر مرتبه سوم.

شکل 35. پاسخ فرکانسی یک فیلتر مرتبه سوم.

در این فیلتر، rolloff پاسخ فرکانسی 7.5 دسی بل در هر اکتاو است، یعنی. کاهش دامنه بسیار شدیدتر رخ می دهد.

با استفاده از همین اصل، می توانید فیلترهای پایین گذر را سازماندهی کنید:

شکل 36. فیلتر پایین گذر

شکل 37. پاسخ فرکانس فیلتر پایین گذر

این فیلترها معمولا در تقویت کننده های تمام توان برای محدود کردن لبه های محدوده صدا استفاده می شوند.، جایی که تداخل ناخوشایند معمولاً "قرار می یابد". با این حال، با استفاده از مدار فیلتر بالا گذر، می توانید سازماندهی کنید فیلتر پایین گذر برای ساب ووفر:

شکل 38. فیلتر ساب ووفر

شکل 39. پاسخ فرکانسی یک فیلتر برای یک ساب ووفر

با وجود عملکرد کامل این فیلتر، توصیه به استفاده از آن کاملاً صحیح نیست - هیچ محدودیتی در فرکانس های مادون پایین ندارد، و این احتمال گرم شدن بیش از حد هد کویل دینامیکی یا آسیب مکانیکی آن در اثر ضربه بر سیستم مغناطیسی را افزایش می دهد.

اکنون طرح زیر را به عنوان فیلتر در نظر بگیرید:

شکل 40.

در اینجا op-amp از طریق یک ورودی معکوس متصل می شود و op-amp OOS حاوی مدارهای RC است که قطعاً بر پاسخ فرکانسی این مدار تأثیر می گذارد. مدار همچنین حاوی یک مقاومت متغیر X1 است، با موتور در موقعیت وسط، اجزای OOS و مدار ورودی کاملاً متقارن ساخته شده اند، که این حق را به شما می دهد که فرض کنیم OOS تغییرات در پاسخ فرکانسی را که عناصر ورودی جبران می کند، جبران می کند. خواهد ساخت. در نمودار سمت چپ موتور، مقدار مقاومت نوشته شده است، در این مورد 100 کیلو اهم است، و در سمت راست موقعیت موتور به عنوان درصد نسبت به حرکت کامل آن، یعنی. 50 یعنی موتور در وسط است. برای بررسی قضاوت در مورد پاسخ فرکانسی، بیایید به پاسخ فرکانسی این مدار تولید شده توسط شبیه ساز نگاه کنیم:

شکل 41.

در واقع، خط قرمزی که شکل پاسخ فرکانسی را نشان می دهد عملاً از علامت صفر پیروی می کند. حالا بیایید نوار لغزنده مقاومت متغیر را به سمت R2 حرکت دهیم:

شکل 42.

همانطور که از شکل مشاهده می شود، تقویت کننده شروع به تقویت بخش خاصی از پاسخ فرکانسی، واقع در منطقه 40 هرتز کرد و این نشان می دهد که راکتانس خازن های C2 و C3 به قدری تغییر می کند که شروع به تأثیرگذاری بر محیط می کند. بازخورد، و شکل پاسخ فرکانس حاصل به شدت شبیه شکل پاسخ فرکانسی یک مدار تشدید LC است، با این حال، هیچ اندوکتانسی در اینجا وجود ندارد، بنابراین رزونانس به این صورت ممکن نیست. برای تعیین فرکانس انفجار، یک مفهوم اضافی معرفی شده است - QUASIRESONANCE. شبه تشدید می تواند هم باعث افزایش واکنش فرکانسی به سمت بالا و هم یک فروپاشی رو به پایین شود - فقط نوار لغزنده مقاومت متغیر را به سمت R4 حرکت دهید:

شکل 43

با استفاده از این فیلتر می توانید از قبل ایجاد کنید فیلتر کامل برای ساب ووفر، زیرا محدودیت های خوبی در منطقه فرکانس زیر پایین دارد. تنها چیزی که ممکن است مورد نیاز باشد تغییر مقدار خازن های تنظیم فرکانس است، زیرا ضریب کیفیت فیلتر بسیار بالا است. نتیجه مدار زیر و پاسخ فرکانسی آن است:

شکل 44

با استفاده از چندین فیلتر متصل به موازات، اما با داشتن خازن های تنظیم فرکانس مختلف، می توانید یک اکولایزر بسازید - یک کنترل تن که تنظیمات را در چهار یا چند بخش پاسخ فرکانسی (باند) انجام می دهد. شکل 45 نموداری از چنین اکولایزر 8 بانده ای را نشان می دهد:

شکل 45. نمودار شماتیک یک اکولایزر 8 بانده.

با این حال، این تنها راه برای ساخت اکولایزر با استفاده از آپ امپ نیست. شکل 47 نمودار یک اکولایزر کاملا غیرفعال را نشان می دهد که در آن op-amp ها به عنوان یک تقویت کننده بافر (X1) و یک جبران کننده تلفات (X2) عمل می کنند.

شکل 46. نمودار شماتیک یک اکولایزر غیرفعال،
منتشر شده در مجله RADIO در دهه هشتاد.

گاهی برای ساخت اکولایزرهای مبتنی بر آپ امپ، جدا کنید فیلترهای باند گذر، در OOS یک سیستم عامل دیگر گنجانده شده است. این امکان کاهش تأثیر باندها بر روی یکدیگر و همچنین تغییر مقادیر افزایش و سقوط بخش پاسخ فرکانسی باند انتخابی را در یک محدوده وسیع فراهم می کند:

شکل 47.

با این حال هنگام ساخت یک اکولایزر استریو، مطلوب است که هر دو کانال با یکدیگر یکسان باشند و این مستلزم استفاده از مقاومت ها و خازن ها بدون تغییر در پارامترها است.. پیدا کردن چنین مواردی بسیار دشوار است، بنابراین باید هم مقاومت و هم خازن را انتخاب کنید. تغییر در طراحی مدار فیلترهای باند گذر، یعنی استفاده از فیلترهای قابل تنظیم، به شما این امکان را می دهد که از این مشکل خلاص شوید. در دهه هشتاد، RADIO نمودار یک اکولایزر مشابه را بر اساس K157UD2 منتشر کرد. استفاده از این آپ امپ های خاص با این واقعیت توجیه می شود که آنها دوگانه هستند. با این حال، امروزه هیچ کمبودی در ریز مدارهای حاوی 4 آپ امپ در بسته بندی آنها وجود ندارد، بنابراین افزایش تعداد اپ امپ برای فیلترهای قابل تنظیم عملاً تأثیری در افزایش تعداد ریز مدارها نخواهد داشت. نمودار یک اکولایزر پنج باند بر اساس فیلترهای قابل تنظیم در شکل 48 نشان داده شده است و این اکولایزر را می توان به راحتی تا 15 باند افزایش داد:

شکل 48.

اتفاقاً همین است اکولایزرهای پیشنهادی بالا از دسته گرافیک بودند، یعنی هنگام استفاده از مقاومت های متغیر لغزنده، یک کالیبراسیون را در نزدیکی هر نوار لغزنده اعمال کنید، سپس با توجه به موقعیت لغزنده مقاومت می توانید شکل پاسخ فرکانسی را قضاوت کنید:

شکل 49. پنل جلویی اکولایزر گرافیکی PRIBOI E024S

با این حال نوع دیگری از اکولایزر وجود دارد - پارامتریک. این اکولایزرها به شما این امکان را می دهند که نه تنها بر افزایش و کاهش پاسخ فرکانسی در یک منطقه خاص تأثیر بگذارید، بلکه این منطقه را نیز حرکت دهید و علاوه بر این، فاکتور کیفیت را تنظیم کنید.

شکل 50. پنل جلویی اکولایزر پارامتریک Klark Teknik DN410

در زندگی روزمره، چنین اکولایزرهایی بسیار به ندرت استفاده می شوند، با این حال، آنها به شما امکان می دهند بسته به نیاز، پاسخ فرکانس را با دقت بیشتری تنظیم کنید.

ما در واقع در مورد اکولایزرهای پارامتریک صحبت می کنیم زیرا مدار شکل 48 به شما امکان می دهد این اکولایزر را به یک پارامتری تبدیل کنید که برای این منظور لازم است مقاومت های اصلاح کننده فیلترهای باند گذر را با یک مقاومت برش سری متصل به مقدار کمتر جایگزین کنید. یک مقاومت متغیر که در پانل جلویی قرار دارد.

از سوی دیگر، هیچ کس استفاده از یک باند از این اکولایزر را برای جداسازی و تقویت بخش باریکی از پاسخ فرکانسی منع نمی کند، که دقیقاً همان چیزی است که برای ایجاد یک فیلتر چند منظوره برای یک ساب ووفر لازم است، که تنها چیزی که باقی می ماند اضافه کردن یک فیلتر است. تغییر فاز برای از بین بردن تغییر فاز رخ داده در خود فیلتر. نتیجه به شرح زیر است مدار فیلتر ساب ووفر:

شکل 51. نمودار مدار فیلتر ساب ووفر

شکل های 52 و 53 تغییرات شکل پاسخ فرکانسی را بسته به تنظیم فرکانس و فاکتور کیفیت نشان می دهند:

شکل 52. تغییر فرکانس فیلتر برای ساب ووفر

شکل 53. تغییر ضریب کیفیت فیلتر ساب ووفر.

تمام گزینه های قبلاً در نظر گرفته شده برای استفاده از آپ امپ بر اساس استفاده از OOS - بازخورد منفی است. با این حال Op-amp همچنین می تواند با بازخورد مثبت - POS - پوشش داده شود، یعنی بازخورد شروع می شود ورودی غیر معکوس. این گنجاندن به شما امکان می دهد برخی از رویدادهای آنالوگ را "دیجیتال" کنید، به عنوان مثال، زمانی که به دمای خاصی می رسد، باید رویدادی رخ دهد، به عنوان مثال، یک فن خنک کننده اجباری باید روشن شود، و به محض اینکه دما به زیر یک دمای خاص کاهش یابد، باید خاموش شود اقدامات مشابهی را می توان انجام داد مدار کنترل فن، در شکل 54 نشان داده شده است.

شکل 54. نمودار شماتیک کنترل فن.

در نمودار، R7 به عنوان یک فن کامپیوتر عمل می کند که اندازه و عملکرد آن به طراحی تقویت کننده بستگی دارد. مقاومت تریمر X1 آستانه پاسخ را تنظیم می کند. مقاومت R8 برای روشن کردن فن با حداقل سرعت استفاده می شود و باید حداقل 1 وات قدرت داشته باشد و مقاومت بسته به عملکرد انتخاب می شود. برای وضوح بیشتر، اجازه دهید یک ژنراتور فرکانس پایین با دامنه کوچک را به مدار متصل کنیم، تغییر R2 را بسته به دما شبیه‌سازی کنیم و ولتاژ ورودی و خروجی op-amp را با هم مقایسه کنیم:

شکل 55. ولتاژهای ورودی و خروجی Op-amp.

در اینجا خط آبی ولتاژ ورودی را در ورودی معکوس، خط قرمز در ورودی غیر معکوس و خط سبز را در خروجی op-amp نشان می دهد. از آنجایی که ولتاژ خروجی تغییر می کند، از طریق مقاومت R4 روی مقدار ولتاژ در ورودی غیر معکوس نیز تأثیر می گذارد، اما در این شکل وابستگی تغییرات به وضوح قابل مشاهده نیست، بنابراین اجازه دهید ولتاژ را در خروجی عملیات خاموش کنیم. -amp و نگاهی دقیق تر به ولتاژ ورودی ها بیندازید:

شکل 56. ولتاژ ورودی Op-amp.

در حالی که ترمیستور R2 سرد است، مقاومت آن بالا است و ولتاژ در ورودی معکوس مثبت خواهد بود، بنابراین ولتاژ در خروجی آپ امپ تا حد امکان به ولتاژ تغذیه منفی نزدیک می شود (خط آبی در شکل 56). ) و این به نوبه خود منجر به ظهور یک ولتاژ منفی کوچک در ورودی غیر معکوس می شود، تقریباً 0.3- ولت (خط قرمز در شکل 56). با گرم شدن R2، مقاومت آن شروع به کاهش می کند، که منجر به کاهش ولتاژ در ورودی معکوس op-amp و سپس انتقال به یک مقدار منفی می شود.

به محض اینکه ولتاژ در ورودی معکوس کمتر از ورودی غیر معکوس شود، مقدار ولتاژ در خروجی op-amp شروع به افزایش می کند که منجر به افزایش ولتاژ در ورودی غیر معکوس می شود و اختلاف ولتاژ در ورودی های op-amp حتی بیشتر افزایش می یابد. از آنجایی که آپمپ فقط اختلاف ولتاژ ورودی های معکوس و غیر معکوس را تقویت می کند، افزایش اختلاف ولتاژ منجر به افزایش حتی بیشتر در ولتاژ خروجی در خروجی آپ امپ خواهد شد و اختلاف ولتاژ ورودی نیز افزایش می یابد. حتی بزرگتر شود. به این ترتیب یک فرآیند بهمنی شکل می گیرد که به تغییر تقریباً آنی ولتاژ خروجی در خروجی آپ امپ کمک می کند که در واقع در شکل 56 در نقطه 1 مقیاس زمانی اتفاق می افتد. در پایان این فرآیند، یک ولتاژ در خروجی آپ امپ، نزدیک به منبع تغذیه مثبت تشکیل می‌شود و ولتاژ مثبت 0.3 ولت در ورودی غیر معکوس ظاهر می‌شود.

ظهور یک ولتاژ مثبت در خروجی آپ امپ ترانزیستور Q1 (2N5551) را باز می کند، که به نوبه خود Q2 (BD139) را باز می کند و فن سرعت را به حداکثر افزایش می دهد. به هر حال ، ولتاژ تقریباً 15 ولت را نمی توان به همه فن های رایانه ارائه کرد ، زیرا همه فن ها دارای دستگاه کنترل سیم پیچ موتور نیستند که به آنها امکان می دهد با سرعت های بالاتر کار کنند. هنگامی که به حداکثر سرعت رسید و ولتاژ تغذیه بیشتر شد، میدان مغناطیسی آهنرباهای چسبانده شده موتور از قبل زمان لازم را دارد تا سنسور هال مورد نیاز را "بیش از حد" کند و در نتیجه لرزش موتور افزایش می یابد، سرعت کاهش می یابد و گرمایش می شود. سوئیچ های قدرت موتور به شدت افزایش می یابد. بنابراین، هنگام تغذیه مدار از ولتاژ 15± ولت، باید یک مقاومت 0.5 وات به صورت سری با فن ارائه شود. مقاومت این مقاومت طوری انتخاب می شود که 12-13 ولت روی فن وجود داشته باشد، معمولاً 5 ... 10 اهم کافی است.

به محض شروع خنک شدن، منطقاً مقاومت ترمیستور باید افزایش یابد، اما فرض کنیم که مقاومت حرارتی رادیاتور خیلی خوب نیست و ترمیستور همچنان گرم می شود و ولتاژ ورودی معکوس همچنان کاهش می یابد.
اما پس از مدتی، ترمیستور شروع به خنک شدن می کند و مقاومت آن شروع به افزایش می کند و ولتاژ در ورودی معکوس شروع به افزایش می کند، به صفر می رسد و به یک مقدار مثبت تبدیل می شود. به محض اینکه ولتاژ به مقدار برابر با ولتاژ در ورودی غیر معکوس رسید و فرآیند بهمن بلافاصله شروع می شود، اما در جهت منفی - خروجی شروع به کاهش می کند و باعث کاهش ولتاژ در ورودی غیر معکوس می شود. ، افزایش اختلاف ولتاژ در ورودی op-amp و در نهایت نزدیک شدن به ولتاژ تا حد ممکن ولتاژ منفی تغذیه. این چیزی است که در واقع در نقطه زمانی 2 اتفاق می افتد که در آن فن خاموش می شود.

چگونه از نمودار می توان فهمید که سوئیچینگ op-amp در همان دما اتفاق نمی افتد - ابتدا باید کمی بیش از حد گرم شود (ولتاژ ترمیستور باید کمتر از -0.3 V شود) نسبت به مقدار تنظیم شده و سپس کمی بیش از حد خنک کننده (ولتاژ ترمیستور باید از + 0.3 ولت تجاوز کند).بر این اساس، می توانید نمودار نشان داده شده در شکل 57 را بسازید:

شکل 57.

نمودار حاصل یکی از موارد ممکن را نشان می دهد اجرای تریگر اشمیتیا مقایسه کننده، و نمودار ارائه شده در شکل 57 یک توصیف است حلقه های هیسترزیس، یعنی این نمودار را می توان در نظر گرفت ساده ترین مبدل آنالوگ به دیجیتال- ADC
علاوه بر کنترل دما مدارهای مشابه را می توان برای کنترل سطح توان دوم در تقویت کننده های صوتی قدرتمند کلاس H استفاده کرد. اصل کار این تقویت کننده ها بر اساس تقسیم ولتاژ تغذیه به دو قسمت معمولاً یکسان است و تا زمانی که سطح سیگنال خروجی کمتر از منبع تغذیه پایین باشد، در مرحله نهایی از منبع ولتاژ پایین استفاده می شود. به محض اینکه دامنه سیگنال خروجی شروع به نزدیک شدن به مقدار ولتاژ تغذیه می کند، "قسمت دوم" منبع تغذیه به مرحله نهایی عرضه می شود. برای مشاهده دقیق تر، از تقویت کننده هولتون استفاده می کنیم:

شکل 58. نمودار مدار هولتون در کلاس H

در این طرح یک op-amp تخصصی LM311 به عنوان مقایسه کننده استفاده می شود، که دارای یک ترانزیستور در خروجی و یک امیتر و کلکتور خروجی است که به طور قابل توجهی قابلیت های این ریز مدار را گسترش می دهد - امکان روشن کردن هر دو یک تکرار کننده و یک خروجی کلکتور باز وجود دارد.

به محض اینکه ولتاژ خروجی تقویت کننده به +40 ولت رسید، مقایسه کننده X3 ولتاژ خروجی خود را تغییر می دهد و ترانزیستورهای X9 و X10 باز می شوند و ولتاژ +100 ولت به تخلیه ترانزیستورهای آن اعمال می شود. مرحله نهایی. به محض اینکه ولتاژ خروجی به زیر 22 ولت کاهش یابد، مقایسه کننده دوباره حالت خود را تغییر می دهد و "طبقه دوم" منبع تغذیه خاموش می شود. ولتاژی که در آن "طبقه دوم" برق وصل و خاموش می شود با موقعیت مقاومت تریمر R30 تعیین می شود و حلقه Hysteresis توسط مقاومت R37 تشکیل می شود و در این مدار مقدار این مقاومت کمی برای بیشتر دست کم گرفته می شود. وضوح. هنگام تکرار مدار، توصیه می شود از رتبه 2.2 MΩ استفاده کنید. اگر مطمئن هستید که چیدمان صحیح برد مدار چاپی را دارید و احتمال تداخل ضربه ای به حداقل می رسد، می توانید این مقاومت را کاملاً رها کنید - ساختار داخلی ریز مدار به آن اجازه می دهد.

برای بازوی منفی، همان فرآیند اتفاق می افتد، فقط توسط یک مقایسه کننده در X4 نظارت می شود و سطح توان دوم به ترانزیستورهای M7 و M8 متصل می شود.

شکل 59. کنترل سطح توان دوم تقویت کننده کلاس H.

IRF640 و IRF9640 به عنوان رایج ترین آنها به عنوان ترانزیستور برای اتصال سطح توان دوم در مدار استفاده می شود. مقاومت های R63، R64، R69، R71 برای کاهش فرآیند ضربه ای که هنگام باز شدن ترانزیستورهای سطح دوم رخ می دهد و به ناچار روی سیگنال خروجی ظاهر می شود، استفاده می شود. برای کاهش همین فرآیند، از خازن های C13 و C14 نیز استفاده می شود. اگر مشکلی در پیکربندی وجود ندارد، به جای جفت ترانزیستورهای قدرت، می توانید از ترانزیستورهای جریان بالاتر IRF5210 برای بازوی مثبت و IRF3710 برای بازوی منفی، یک به یک استفاده کنید. مقاومت در منابع باید به 0.1 اهم کاهش یابد. سیستم های کنترل توسط تثبیت کننده های پارامتریک R53-D8-D9 برای بازوی منبع تغذیه مثبت و R56-D10-D11 برای بازوی منفی تغذیه می شوند. دو دیود زنر یکسان یک نقطه میانی مجازی برای هر آپ امپ فراهم می کنند و این نقطه نقطه مرجع برای عملکرد مقایسه کننده است.

خوب، چنین گنجاندن مرحله نهایی دقیقاً چه می دهد؟اول از همه، کاهش گرمای اتلاف شده توسط آبشار نهایی، زیرا تغییر ولتاژ تغذیه آبشار نهایی به طور قابل توجهی بدنه تخلیه شده توسط این آبشار را کاهش می دهد. و از آنجایی که گرمای تولید شده به میزان قابل توجهی کمتر شده است، می توان از جفت ترانزیستورهای کمتری برای این مرحله نهایی استفاده کرد و این باعث صرفه جویی در هزینه می شود. علاوه بر این، IRFP240-IRFP9240 به عنوان ترانزیستورهای مرحله نهایی استفاده می شود، حداکثر ولتاژ DRAIN-SOURCE 200 ولت است، بنابراین ولتاژ تغذیه تقویت کننده طبق مدار سنتی نباید از ± 90 ولت تجاوز کند (ده ولت برای حاشیه تکنولوژیکی، اگرچه این کافی نیست). با استفاده از منبع تغذیه دو سطحی، ولتاژ را می توان افزایش داد، زیرا در هر زمان بیش از 3/4 ولتاژ کل تغذیه به ترانزیستورها اعمال نمی شود. به عبارت دیگر، حتی زمانی که از منبع تغذیه دو سطحی ± 50 ولت و 100 ولت تغذیه می شود، ولتاژی بیش از 150 ولت به ترانزیستورها اعمال نمی شود، زیرا حتی با حداکثر دامنه سیگنال خروجی، یکی از ترانزیستورهای کنترل سطح دوم بسته خواهند شد - اگر کنترل نیمه موج مثبت در خروجی "طبقه دوم" ولتاژ منفی بسته شود و بالعکس - اگر خروجی نیمه موج منفی باشد، کنترل "طبقه دوم" مثبت بسته خواهد شد.

مدار می تواند عملکرد مقایسه کننده را به گونه ای سازماندهی کند که نه یک سطح از ولتاژ را در مقایسه با مرجع، بلکه دو سطح را کنترل کند. این مقایسه کننده ها دو آستانه نامیده می شوندو از آنها می توان برای مثال برای کنترل ولتاژ تغذیه یک تقویت کننده، برای کنترل سطح ولتاژ مستقیم در خروجی تقویت کننده استفاده کرد. با حفاظت از ولتاژ DC برای ACو بیایید شروع کنیم:

شکل 60. حفاظت AC از ولتاژ DC.

در اینجا، ورودی op-amp در ابتدا با یک ولتاژ بایاس تامین می‌شود که بر روی دیودهای D3 و D4 (1N4148) سازماندهی شده است. خروجی تقویت کننده قدرت یک ژنراتور سیگنال سینوسی V1 است و اگر یک ولتاژ DC مثبت روی آن ظاهر شود، نمی تواند مقدار را در ورودی غیر معکوس افزایش دهد - D3 را نمی دهد، اما در ورودی معکوس هیچ چیز مانع از افزایش ولتاژ مثبت در خروجی آپمپ تقریباً منهای ولتاژ تغذیه تشکیل می شود که باعث بسته شدن ترانزیستور کامپوزیت Q1-Q2 و خاموش شدن رله (R12) می شود. اگر یک ولتاژ منفی در خروجی تقویت کننده ظاهر شود، در ورودی معکوس نمی تواند افزایش یا کاهش یابد - D4 را نمی دهد، اما در ورودی غیر معکوس می تواند به راحتی مقادیر منفی بگیرد. که همچنین منجر به ظاهر شدن ولتاژ تقریبا منهای در خروجی منبع تغذیه آپ امپ شده و رله دوباره خاموش می شود. به عنوان مثال، اجازه دهید ولتاژی از ژنراتور با دامنه 9 ولت و فرکانس 0.1 هرتز اعمال کنیم که می تواند شبیه سازی ولتاژ ثابت در نظر گرفته شود:

شکل 61. نمودارهای زمانبندی عملیات حفاظت AC، مدت زمان 10 ثانیه.

خط آبی سیگنال ژنراتور است، خط قرمز ولتاژ روی کلکتورهای Q1 و Q2 است.
زنجیر C2 و R13 باعث تاخیر در اتصال بلندگوها در لحظه روشن شدن آمپلی فایر می شود و برای مدت کوتاهی (در حالی که C2 در حال شارژ است) ولتاژ مثبت کمی را به ورودی دستگاه می رساند.

چگونه این مدار بهتر از آنالوگ های ترانزیستور محبوب است؟یک تفاوت ظریف وجود دارد که دیر یا زود می تواند منجر به مشکل شود. به عنوان مثال، بیایید یکی از طرح های محبوب حفاظت از ولتاژ DC را در نظر بگیریم:

شکل 62. نمودار شماتیک حفاظت AC در برابر ولتاژ مستقیم.

مثبت در خروجی آمپلی فایر باز می شود Q1 - Q3 بسته می شود، منفی در خروجی تقویت کننده باز می شود Q2 - Q3 بسته می شود، همه چیز درست به نظر می رسد، اما چگونه این اتفاق می افتد؟ ظرفیت C2 به اندازه کافی بزرگ است و به شما اجازه نمی دهد رله را فورا روشن و خاموش کنید، بنابراین سرعت بسته شدن و باز شدن کنتاکت های رله کاهش می یابد که باعث سوختن کنتاکت ها و در نهایت خرابی رله می شود.. برای وضوح، بیایید به نمودارهای ولتاژ روی کلکتورهای رله کنترل ترانزیستورها نگاه کنیم:

شکل 63. اسیلوگرام روی کلکتورهای ترانزیستورهای قدرت.

در اینجا خط آبی ولتاژ روی کلکتور Q2 در شکل 62 و خط قرمز روی کلکتور ترانزیستور Q2 در شکل 60 است. همانطور که از شکل حفاظت سنتی مشاهده می شود، تغییر ولتاژ تغذیه برای رله رخ می دهد. در عرض 0.1 ثانیه، در حالی که برای حفاظت با آپ امپ، زمان سوئیچینگ فقط به سرعت خود آپ امپ و سرعت ترانزیستورهای قدرت بستگی دارد، یعنی. تقریباً بلافاصله، در مقایسه با نمونه های سنتی.

با استفاده از همان اصل، می توانید سازماندهی کنید شروع نرم برای تقویت کننده قدرتو علاوه بر خود شروع نرم، مدار ولتاژ تغذیه را نیز نظارت خواهد کرد. اگر منبع تغذیه ثانویه بالاتر یا پایین تر از حد تعیین شده تغییر کند، به عنوان مثال، هنگام انجام کار جوشکاری در همان فاز ولتاژ شبکه، یا در هوای بادی، سیم های خط اصلی با هم همپوشانی دارند و 280-340 ولت در پریز ظاهر می شود، سپس این مدار به طور خودکار تقویت کننده را به استارت سوئیچ می کند. اگر این وضعیت برای مدت طولانی ادامه یابد، این باعث می شود که مقاومت محدود کننده جریان بسوزد و تقویت کننده به طور کلی خاموش شود. نمودار شماتیک در شکل 64 نشان داده شده است:

شکل 64.

در اینجا V1 و V1 سیم‌پیچ‌های ثانویه ترانسفورماتور قدرت را شبیه‌سازی می‌کنند، V3 - شبیه‌سازی نوسانات ولتاژ شبکه، R1 و R2 - شبیه‌سازی ONE مقاومت که به صورت سری به سیم‌پیچ اولیه ترانسفورماتور قدرت متصل شده و توسط کنتاکت‌های رله شنت می‌شود، سیم‌پیچ آن مقاومت را شبیه‌سازی می‌کند. R15، R3 - جریان ساکن قدرت تقویت کننده را شبیه سازی می کند. برای به دست آوردن محدوده عملیاتی باریک تر، از دیودهای Schottky در مدار استفاده می شود، زیرا آنها افت ولتاژ کمتری دارند، می توان آنها را با 1N4144 جایگزین کرد.

در لحظه روشن شدن، C3 تخلیه می شود و رله خاموش می شود، خازن های فیلتر منبع تغذیه ثانویه از طریق یک مقاومت نصب شده به صورت سری با سیم پیچ اولیه ترانسفورماتور شارژ می شوند. اغلب، زمان شارژ خازن های قدرت ثانویه از زمان شارژ C3 بیشتر می شود، بنابراین کنتاکت های رله باز می مانند. به محض اینکه ولتاژ در ترمینال بالایی C1 به یک سطح معین رسید، مقایسه کننده فعال می شود و رله را روشن می کند - مدار به حالت کار سوئیچ می شود. به محض اینکه ولتاژ در C1 کمتر یا بیشتر از ولتاژ تنظیم شده توسط برش مقاومت R5 شد، مقایسه کننده دوباره کار می کند و رله را خاموش می کند - برق از طریق مقاومت محدود کننده جریان تامین می شود. قدرت ترانسفورماتور دیگر برای سوزاندن ترانزیستورهای نهایی تقویت کننده کافی نیست، زیرا در آن فرآیندهای گذرا در هنگام نوسانات شروع به شکل گیری می کنند. با این حال، اگر خازن ها به اندازه کافی بزرگ باشند، انرژی ذخیره شده در آنها ممکن است به اندازه ای باشد که باعث خرابی چیزی شود، بنابراین توصیه می شود از یک رله ولتاژ بالا جریان بالا با سه گروه سوئیچینگ کنتاکت استفاده کنید. یک گروه مقاومت را در سیم‌پیچ اولیه ترانسفورماتور شنت می‌دهند، و گروه دوم مقاومت‌های محدودکننده جریان نصب شده در امتداد گذرگاه‌های قدرت را بعد از خازن‌های اصلی برق ثانویه جدا می‌کنند:

شکل 65. بهینه ترین استفاده از گروه های تماس رله.

به عنوان یک سرویس اضافی، این مدار می تواند وضعیت فنی C1 را نیز نظارت کند (شکل 64) و در صورت کاهش ظرفیت آن به دلیل خشک شدن، دستگاه حتی اجازه نمی دهد تا به تقویت کننده برق تغذیه شود. اما در اینجا باید دقیقاً همان مدار را برای نظارت بر وضعیت فنی خازن های بازوی تغذیه منفی اضافه کنید، اما استفاده از آپ امپ از نوع TL072 (در یک مورد 2 اپ آمپر) باعث کاهش تعداد قطعات استفاده شده

در نهایت، باقی مانده است که یک راه دیگر برای استفاده از op-amps، که معمولا در تقویت کننده های قدرت با کیفیت بالا استفاده می شود، و استفاده از آن به طور خاص به عنوان یک تقویت کننده ولتاژ ثابت در نظر بگیریم.

برای اطمینان از اینکه ولتاژ DC در خروجی تقویت کننده قدرت تا حد امکان نزدیک به صفر است، از یکپارچه کننده ها استفاده می شود - ماژول هایی که مقدار ولتاژ DC را نظارت می کنند و بر اساس مقدار جزء DC، تنظیمات تقویت کننده را انجام می دهند. حالت ها، در نتیجه سطح ولتاژ DC را به صفر نزدیک می کند. به عنوان مثال، بیایید همان تقویت کننده هولتون را در نظر بگیریم:

شکل 66. نمودار شماتیک تقویت کننده هولتون با تقویت کننده بافر و یکپارچه ساز.

ولتاژ خروجی تقویت کننده قدرت از مقاومت R49 به خازن C21 می گذرد که جزء متغیر سیگنال را فیلتر می کند. دیودهای پشت به پشت D12 و D13 از افزایش ولتاژ ورودی از op-amp جلوگیری می کنند و از اضافه بار محافظت می کنند. سپس ولتاژ به ورودی معکوس op-amp X7 می رود و با صفر مقایسه می شود که به ورودی غیر معکوس op-amp عرضه می شود. آپ امپ توسط OOS عمیق پوشیده شده است، اما فقط از نظر ولتاژ متناوب - خازن C20 است، بنابراین فقط ولتاژ مستقیم را تقویت می کند، که از خروجی آپ امپ از طریق مقاومت R47 به ورودی منبع تغذیه می شود. تقویت کننده اگر خروجی تقویت کننده دارای ولتاژ ثابت مثبت باشد، یکپارچه ساز در خروجی آن ولتاژ منفی به قدری تولید می کند که ولتاژ در خروجی تقویت کننده برابر با صفر می شود ولتاژ با صفر اگر خروجی تقویت کننده منفی باشد، یک ولتاژ مثبت در خروجی op-amp تشکیل می شود و دوباره ولتاژ خروجی خود PA را با صفر برابر می کند.

معرفی یک انتگرالگر به شما امکان می دهد تا حضور یک جزء ثابت در خروجی تقویت کننده را با دقت بیشتری کنترل کنید و به طور خودکار آن را تصحیح کنید، که باعث می شود مقاومت ورودی خود تقویت کننده را به میزان قابل توجهی افزایش دهید - در شکل 25 R8 برابر است با 10 کیلو اهم، مقدار این مقاومت خاص در خروجی تقویت کننده صفر تنظیم شد.

اینها در واقع همه راه‌های اصلی استفاده از آپ‌آمپ‌ها در مهندسی صدا هستند، در صورتی که خودتان آن را بیاورید - افتخار و ستایش برای شما.

البته می توان سرزنش کرد که آپ امپ های قدرتمند ذکر نشده است که می توانند به طور مستقل به عنوان تقویت کننده های قدرت استفاده شوند، به عنوان مثال TDA2030، TDA2050 و غیره. اما این یک موضوع بحث برانگیز است. از یک طرف، اینها از قبل تقویت کننده های قدرت یکپارچه هستند، مانند یک شاخه جداگانه، از طرف دیگر، تمام گزینه های روشن کردن آپ امپ برای آنها مناسب است و آنها، درست مانند آپ امپ، می توانند سیگنال ها را جمع کنند، فرکانس آنها را تغییر دهند. پاسخ، می تواند به عنوان مقایسه کننده عمل کند، و هزینه TDA2030 کمتر از هزینه op-amp یا ترانزیستور و رله های لازم برای کنترل فن است، اما TDA2030 قادر است یک فن کامپیوتر را بدون عناصر اضافی کنترل کند، نه فقط یکی. ، اما چندین، هر دو به صورت سری، با افزایش قدرت، و به صورت موازی متصل می شوند - محدوده ولتاژ تغذیه اجازه می دهد. باز هم، اکثریت قریب به اتفاق تقویت کننده های گسسته را می توان به عنوان آپ امپ در نظر گرفت، زیرا آنها هم ورودی غیر معکوس و هم یک ورودی معکوس دارند، بنابراین تمام قوانین بازخورد آپ امپ برای آنها کاملاً قابل اجرا است. پس خودتان در مورد آن بیشتر فکر کنید - این یک رویکرد خلاقانه خواهد بود.

با پیش بینی این سرزنش مبنی بر اینکه می توان یک صفحه مرجع کوچک در محبوب ترین آپ امپ ها اضافه کرد، پاسخ خواهم داد - چنین برگه ای در حال توسعه است و در اواسط اواخر اکتبر به عنوان ضمیمه این مقاله ظاهر می شود.

یکی از کاستی های این مقاله کمبود عکس و نقشه از بردهای مدار چاپی است، البته مدارهایی در اینجا پیشنهاد شده است که برخی از آنها بیش از بیست سال پیش در ماژول های جداگانه مونتاژ شده اند و اگر امروز نصب آنها ضروری است، به سادگی قابل نصب هستند. مستقیماً در برد دستگاه ادغام می شوند و به عنوان یک ماژول جداگانه استفاده نمی شوند. پس خودتان تابلوهای مدار چاپی را طراحی کنید یا روی آنها جستجو کنید.

ضمیمه مقاله

تقویت کننده های عملیاتی به چند دسته تقسیم می شوند که محبوب ترین آنها اپ آمپلی فایرهای پرکاربرد است که پارامترهای خوبی دارند اما امروزه متوسط ​​در نظر گرفته می شوند. آپامپ های دقیقی برای استفاده در تجهیزات اندازه گیری وجود دارد. و یکی به طور خاص برای دستگاه های صوتی وجود دارد.

علاوه بر قیمت چه تفاوتی با هم دارند؟اول از همه، نمودار شماتیک. به عنوان مثال، بیایید نمودار مدار یک op-amp TL071 پرکاربرد را که صوتی در نظر گرفته می شود، در نظر بگیریم:

شکل 1. نمودار شماتیک تقویت کننده عملیاتی TL071

شکل 2. نمودار شماتیک op-amp AD744

علاوه بر تفاوت مدارها، این آپ امپ ها در ترانزیستورهای مورد استفاده با یکدیگر تفاوت دارند - AD774 ترانزیستورهای سریع تری دارد که البته فرکانس بهره واحد را تحت تأثیر قرار می دهد. AD744 دارای فرکانس بهره واحد حداقل 13 مگاهرتز است، در حالی که TL071 دارای فرکانس بهره واحد 3 مگاهرتز است. آنها همچنین سطح THD متفاوتی دارند - برای AD744 0.0003٪ است، برای TL071 از Texas Instruments - 0.003٪، و برای TL071 از STMicroelectronics - 0.01٪، و در نهایت، در نمودار مدار AD744 دو مقاومت پیرایش وجود دارد. ژنراتور فعلی، بله، بله، دقیقاً آنهایی که تنظیم می شوند. البته ریز مدارها شکافی برای تنظیم ندارند. این مقاومت ها پس از ساخت کریستال آپ امپ توسط لیزر تنظیم می شوند تا حالت عملکرد بهینه مرحله دیفرانسیل به دست آید و در نتیجه حداقل سطح THD به دست آید.

حتی بدون کاوش عمیق در اقتصاد، باید روشن باشد که هزینه آپ امپ های ارائه شده به عنوان مثال چندین بار، یا دقیق تر، تقریبا 20 برابر متفاوت است. همچنین، پارامترهای اولیه مولفه ها تسلط بر بازار TL071 از STMicroelectronics را توضیح می دهد، زیرا این op-amp های محبوب باید با همان قیمت op-amp های Texas Instruments فروخته شوند - هر خریدار نمی تواند تفاوت را توضیح دهد. بیشتر آنها فقط بر روی نام تمرکز می کنند و به این واقعیت نمی پردازند که ریز مدارهای مشابه از تولید کنندگان مختلف حتی در دقت مقاومت های مورد استفاده متفاوت است، نه به ذکر نیمه هادی ها. شکل 3 نمودار مدار TL071 را از STMicroelectronics نشان می دهد، رتبه بندی اجزای غیرفعال با آنچه در شکل 1 نشان داده شده است متفاوت است:

شکل 3. نمودار شماتیک op-amp TL071 از STMicroelectronics

با توجه به این که گستردگی پارامترهای مقاومت از رقم آخر محاسبه می‌شود و معمولاً 5 درصد است، متوجه می‌شویم که گسترش مقاومت‌ها در مرحله دیفرانسیل برای یک ریزمدار از تقویت‌کننده‌های عملیاتی STMicroelectronics از دستگاه‌های آنالوگ دارای ابعاد محفظه زیر است:
SOIC_N (R8) طول بدنه 4 میلی متر، عرض 5 میلی متر، گام سرب 1.27 میلی متر، طول سرب بیش از 1 میلی متر
طول بدنه MSOP (RM8) 3 میلی متر، عرض 3 میلی متر، گام سرب 0.65 میلی متر، طول سرب کمتر از 1 میلی متر

برای مقایسه، جدول شامل op-amp پر استفاده TL071، از تولید کنندگان مختلف است.
با این حال، استفاده از آپ امپ های گران قیمت برای تقویت کننده تنها در صورتی منطقی است که سیستم های بلندگوی مناسبی داشته باشید، و اول از همه، نباید منبع سیگنال صوتی را فراموش کنید.

البته، استفاده از آپ امپ خوب در آمپلی فایری که در ارتباط با بلندگوهای متوسط ​​و منبع بودجه کار می کند، قابل توجه خواهد بود، اما همچنان این آپ امپ نمی تواند تمام قابلیت ها را به طور کامل نشان دهد - مسیر باید کاملاً مطابقت داشته باشد. دسته قیمت انتخاب شده

برچسب ها:

• OU

مقاله ای در مورد ایجاد یک تقویت کننده که در مدار و طراحی آن از راه حل های فنی غیر سنتی استفاده شده است. پروژه غیر انتفاعی است.

من خیلی وقت پیش شروع کردم به علاقه مندی به تجهیزات صوتی و گوش دادن به موسیقی، از اواخر دهه 80، و برای مدت طولانی کاملاً متقاعد شده بودم که هر PA با برچسب Sony، Technics، Revox و غیره. بسیار بهتر از آمپلی فایرهای داخلی و حتی بهتر از آمپلی فایرهای خانگی، زیرا برندهای غربی دارای تکنولوژی، بالاترین کیفیت قطعات و تجربه هستند.

همه چیز بعد از مقاله A.M تغییر کرد. لیخنیتسکی در مجله Audiomagazin شماره 4 (9) 1996، که در مورد توسعه و معرفی به تولید در دهه 70 تقویت کننده Brig-001، که او نویسنده آن است، صحبت کرد. تصادفاً بعد از مدت کوتاهی Brig-001 معیوب از شماره های اول به دست من افتاد. من فقط با استفاده از قطعات اصلی داخلی دهه 70 - 80، این PA را به حالت اولیه خود آوردم تا قابلیت های صوتی آن تا حد امکان قابل اطمینان ارزیابی شود.

اتصال آمپلی فایر Brig-001 به جای سیستم صوتی خانگی Technics SU-A700 من را شوکه کرد - صدای Brig بسیار بهتر بود، اگرچه پارامترها متوسط ​​تر بودند و در این لحظه بود که ایده ساخت یک تقویت کننده مطرح شد با دست خودم، قادر به جایگزینی استاندارد در سیستم صوتی، که در سال 1998 انجام شد، عمدتا بر روی پایه عنصر داخلی پذیرش نظامی انجام شد. دستگاه جدید فرصتی برای گوش دادن نسبی به تقویت کننده های معروف تری مانند مدل های میان رده NAD و Rotel باقی نگذاشت و حتی در مقایسه با برادران بزرگتر خود کاملاً قانع کننده بود. این پروژه در سال 2000 توسعه بیشتری دریافت کرد، به شکل یک PA دو بلوکی طبق همان طرح، اما با طراحی جدید و افزایش شدت انرژی منبع تغذیه. قبلاً با تقویت کننده های ترانزیستوری و لوله ای در رده قیمتی تا چند هزار دلار آمریکا مقایسه شده است و در بسیاری موارد از نظر کیفیت صدا از آنها پیشی گرفته است. سپس یک چیز دیگر را متوجه شدم - طراحی تقویت کننده تقریباً همه چیز را تعیین می کند.

با تجزیه و تحلیل نتایج جلسات گوش دادن، به ویژه با مشارکت آن دسته از تقویت کننده هایی که صدای بهتری نسبت به PA دو واحدی من داشتند، به این نتیجه رسیدم که اغلب یا طرح های لوله خوب یا ترانزیستوری بدون OOS کلی برتر هستند. . در میان آنها همچنین PA با OOOS عمیق وجود داشت که مشخصات آنها اغلب مقادیر بسیار بالایی از نرخ ولتاژ خروجی - 200 V/µs و بالاتر را نشان می‌داد. به عنوان یک قاعده، این دستگاه ها گران بودند و مدار آنها در دسترس عموم نبود. ترمینال من همچنین دارای یک OOOS نسبتاً عمیق بود، اما عملکرد در مقایسه با آنها پایین بود - حدود 50 V/µs، با ولتاژ خروجی قابل مقایسه. او گاهی توانایی انتقال کامل طبیعی بودن صدای سازهای موسیقی و صدای نوازندگان و همچنین احساسات نوازندگان را نداشت. در برخی از آهنگ ها، ارائه موسیقی ساده شده بود، بخشی از غنای تیمبر در پشت نوعی حجاب نازک خاکستری پنهان بود. این احتمالاً همان چیزی است که "صدای ترانزیستور" ذاتی یک PA با بازخورد نامیده می شود.

دلایل صدای "ترانزیستور" در PA با OOOS بارها در انجمن ها، در کتاب های طراحی مدار و در نشریات در مجلات مرتبط با این موضوع مورد بحث قرار گرفته است. یکی از نسخه های شناخته شده که من به آن پایبند هستم، این است که امپدانس خروجی پایین تقویت کننده های تحت پوشش حلقه بازخورد عمومی، اندازه گیری شده بر روی سیگنال موج سینوسی و بار فعال، در هنگام پخش موسیقی روی بلندگوها به هیچ وجه باقی نمی ماند. که اجازه می دهد تا سیگنال های Back-EMF از هدهای دینامیکی از خروجی تقویت کننده از طریق مدارهای بازخورد به ورودی آن نفوذ کنند. این سیگنال ها توسط OOOS کم نمی شوند، زیرا آنها قبلاً از نظر شکل متفاوت هستند و نسبت به سیگنال های اصلی تغییر فاز دارند، بنابراین با خیال راحت تقویت می شوند و دوباره وارد سیستم های بلندگو می شوند و باعث ایجاد اعوجاج اضافی و صداهای اضافی در مسیر صوتی می شوند. روش های مبارزه با این اثر به طور دوره ای مورد بحث قرار می گیرد. به عنوان مثال می توان به موارد زیر اشاره کرد:

1. کانال OOOS "نادرست"، هنگامی که سیگنال آن از یکی از عناصر موازی متصل مرحله نهایی گرفته می شود، که به بلندگوها متصل نیست، اما روی یک مقاومت با مقدار مشخصی بارگذاری می شود.

2. کاهش مقاومت خروجی PA حتی قبل از رسیدن به OOOS.

3. افزایش سرعت در داخل حلقه OOOS به سرعت های "کیهانی".

به طور طبیعی، موثرترین راه برای مقابله با مصنوعات OOOS حذف آن از طراحی مدار PA است، اما تلاش من برای ساختن چیزی ارزشمند بدون OOOS روی ترانزیستورها با موفقیت همراه نبود. دیگر شروع کردن از صفر در زمینه فناوری صدای لوله برای خودم عملی نیست. روش از نقطه "1" سوالات زیادی را ایجاد کرد، بنابراین من آزمایش هایی را با افزایش سرعت در داخل حلقه بازخورد با در نظر گرفتن نقطه "2" آغاز کردم. من می خواهم بلافاصله توجه را به این واقعیت جلب کنم که میزان افزایش ولتاژ خروجی که تقویت کننده برای بازتولید صحیح حمله صدای آلات موسیقی کافی است، مقدار نسبتاً کمی است و مقادیر فوق العاده بالایی دارد. فقط در رابطه با عملکرد OOO مرتبط هستند.

واضح است که در تقویت‌کننده‌های دارای یک حلقه بازخورد عمومی، همه مشکلات با افزایش نرخ چرخش حل نمی‌شوند، اما ایده اصلی این بود که همه پارامترهای دیگر برابر هستند: هر چه سرعت داخل حلقه بازخورد بیشتر باشد، سریع‌تر با در نظر گرفتن کاهش مدت زمان مصنوعات با افزایش عملکرد، "دم" سیگنال‌ها که با بازخورد جبران نمی‌شوند، محو می‌شوند و چه آستانه‌ای برای قابل توجه بودن آن‌ها توسط گوش باید باشد. با حرکت در این جهت، من خیلی سریع با مشکل نزدیک شدن به حداقل نوار 100 V / μs در یک PA با استفاده از عناصر گسسته روبرو شدم - اگر آبشارهایی روی ترانزیستورهای قدرتمند در مدار وجود داشت، همه چیز بسیار دشوارتر بود. در تقویت‌کننده‌های دارای فیدبک ولتاژ، عملکرد بالا به هیچ وجه با پایداری ترکیب نمی‌شود، و در یک PA با TOC (با بازخورد جریان)، بدون استفاده از یکپارچه‌ساز، نمی‌توان سطح قابل قبولی از ولتاژ ثابت را به دست آورد. خروجی، اگرچه همه چیز با سرعت منظم خوب بود و مشکلات پایداری حل شد. به نظر من انتگرال صدا را برای بهتر شدن تغییر نمی دهد، بنابراین من واقعاً می خواستم بدون آن کار کنم.

این وضعیت عملاً یک بن بست بود و نه برای اولین بار، این فکر به وجود آمد که اگر یک تقویت کننده قدرت با بازخورد ولتاژ ایجاد کنید، سپس با استفاده از توپولوژی یک تقویت کننده پیش تقویت کننده یا تلفن، بالا بردن آن بسیار آسان تر خواهد بود. -سرعت، پهنای باند، پایدار و بدون انتگرال که به نظر من باید روی کیفیت صدا تاثیر مثبت داشته باشد. تنها چیزی که باقی مانده بود این بود که بفهمیم چگونه آن را اجرا کنیم. برای تقریباً 10 سال هیچ راه حلی وجود نداشت، اما در طول این مدت، تحقیقات خانگی برای مطالعه تأثیر نرخ افزایش ولتاژ خروجی در حلقه بازخورد عمومی بر کیفیت صدا انجام شد، که یک نمونه اولیه برای آن ایجاد شد که امکان آزمایش را فراهم کرد. تقویت کننده های کامپوزیت مختلف با استفاده از آپ امپ.

نتایج "تحقیق" من به شرح زیر بود:

1. سرعت و پهنای باند تقویت کننده کامپوزیت باید از ورودی به خروجی افزایش یابد.

2. تصحیح فقط تک قطبی است. بدون خازن در مدارهای OOS.

3. برای تقویت کننده با حداکثر ولتاژ خروجی 8.5 ولت RMS، با عمق OOOS حدود 60 دسی بل، افزایش قابل توجهی در کیفیت صدا در محدوده 40-50 V/μs و سپس نزدیک به 200 V/μs ظاهر می شود. μs هنگامی که تقویت کننده عملاً از "شنیدنی" OOOS متوقف می شود.

4. بالاتر از 200 V/μs، هیچ بهبود قابل توجهی مشاهده نشد، اما برای یک PA با ولتاژ خروجی 20 V RMS، به عنوان مثال، 500 V/μs برای دستیابی به همان نتیجه مورد نیاز است.

5. فیلترهای ورودی و خروجی که باند PA را محدود می کنند، بهترین صدا را ندارند، حتی اگر فرکانس قطع به طور قابل توجهی بالاتر از حد بالایی محدوده صدا باشد.

پس از آزمایش‌های ناموفق با PA بر اساس عناصر گسسته، نگاه من به آپ‌امپ‌های پرسرعت و بافرهای یکپارچه‌ای معطوف شد که بالاترین جریان خروجی را دارند. نتایج جستجو ناامید کننده بود - همه دستگاه هایی با جریان خروجی بالا به طرز ناامیدکننده ای "کند" هستند و دستگاه های پرسرعت دارای ولتاژ تغذیه مجاز پایین و جریان خروجی نه چندان بالایی هستند.

در سال 2008، به طور تصادفی، افزودنی به مشخصات بافر یکپارچه BUF634T در اینترنت یافت شد، جایی که خود توسعه دهندگان مداری از یک تقویت کننده کامپوزیت را با سه بافر خروجی که به صورت موازی متصل شده بودند ارائه کردند (شکل 1) - در آن زمان بود. که ایده طراحی یک PA با تعداد زیادی از این بافرها در مرحله خروجی به وجود آمد.

BUF634T یک بافر تکرارکننده موازی با پهنای باند (تا 180 مگاهرتز) فوق سریع (2000 V/μs) با جریان خروجی 250 میلی آمپر و جریان ساکن تا 20 میلی آمپر است. شاید بتوان گفت تنها اشکال آن ولتاژ پایین تغذیه (+\- 15 ولت اسمی و +\- 18 ولت - حداکثر مجاز) است که محدودیت های خاصی را بر دامنه ولتاژ خروجی اعمال می کند.

من در نهایت تصمیم به BUF634T گرفتم، چون با ولتاژ خروجی پایین کنار آمدم، زیرا از سایر ویژگی های بافر و ویژگی های صوتی آن کاملا راضی بودم و شروع به طراحی یک PA با حداکثر توان خروجی 20 وات / کردم. 4 اهم

عکس. 1

انتخاب تعداد عناصر مرحله خروجی به دستیابی به یک PA که در کلاس A خالص در یک بار 8 اهم کار می‌کند و حصول اطمینان از اینکه حالت‌های فعلی عناصر مرحله خروجی از حداکثر فاصله دارند، انجام می‌شود. مقدار مورد نیاز 1+40 تعیین شد. برای بافر 41 اضافی، حداقل جریان ساکن تنظیم شد - فقط 1.5 میلی آمپر، و قرار بود از آن برای اجرای اولین راه اندازی طرح حتی قبل از نصب رادیاتورها و همچنین برای اجرای آن استفاده شود. برخی از تنظیمات و آزمایش در شرایط راحت تر. بعداً معلوم شد که این ایده بسیار خوبی بوده است.

همانطور که مشخص است، اتصال موازی مدارهای مجتمع منجر به افزایش سطح نویز کلی و کیلوگرم نمی شود، اما امپدانس ورودی چنین ماژولی کاهش می یابد و ظرفیت ورودی آن افزایش می یابد. اولی مهم نیست: امپدانس ورودی BUF634T 8 MOhm است و بر این اساس، کل کمتر از 195 کیلو اهم نخواهد بود که بیش از حد قابل قبول است. با ظرفیت ورودی، وضعیت چندان بد نیست: 8 pF در هر بافر، 328 pF از کل ظرفیت ورودی را به دست می‌دهد، که در حال حاضر یک مقدار قابل توجه است و بر عملکرد اپ امپ نوسان تأثیر منفی می‌گذارد (شکل 1). برای کاهش سراسری امپدانس خروجی درایور مرحله نهایی، آپ امپ دیگری در جلوی آن معرفی شد که توسط حلقه OOS خودش پوشیده شده بود. بنابراین، مدار به یک تقویت کننده کامپوزیت سه گانه تبدیل شد، اما در آن تمام نکات نتایج "کار تحقیقاتی" من برآورده شد. پس از آزمایش‌های متعدد، ترکیب تقویت‌کننده کامپوزیت مشخص شد: AD843 جای آپمپ ورودی را گرفت و اپ‌آمپ پرسرعت قدرتمند AD811، با بازخورد فعلی، به عنوان بافر خروجی فراخوانی شد. مرحله راننده برای تضمین عملکرد مورد نیاز PA (بیش از 200 V/μs)، بهره AD811 برابر با دو انتخاب شد که به طور ایده آل 250 V/μs موجود AD843 را دو برابر کرد و به ما این امکان را داد که با مدارهای مناسب و طراحی موفق، حفظ مقدار مورد نیاز ولتاژ سرعت خروجی برای مدار کامل PA ممکن است. با نگاهی به آینده، متذکر می شوم که انتظارات توجیه شده است - مقدار واقعی این پارامتر با بافرهای خروجی بیش از 250 V/μs است.

مدار کلی آمپلی فایر در حین راه اندازی و تنظیم دقیق تغییرات زیادی را تجربه کرده است، بنابراین من بلافاصله نسخه نهایی را ارائه خواهم کرد که شامل تمام اصلاحات و بهبودها است (شکل 2).

برنج. 2

ساختار ساده است - یک انتخابگر ورودی، یک کنترل صدا، یک تقویت کننده ولتاژ، یک تقویت کننده بافر برای ضبط به یک ضبط صوت، یک مرحله نهایی و یک رله حفاظتی که توسط یک مدار الکترونیکی نوری برای تاخیر در اتصال بلندگوها و محافظت کنترل می شود. آنها از ولتاژ مستقیم (شکل 3). برای فشردگی، بافرها و مقاومت های همراه در 10 قطعه ترکیب می شوند، اما شماره گذاری قطعات به طور کامل حفظ می شود. همانطور که می توان در شکل دیده می شود. 2، گروه تماس رله حفاظتی UM (K6) در مدار انتقال صدا گنجانده نشده است و در طول فرآیندهای گذرا یا شرایط اضطراری احتمالی خروجی را به زمین می بندد.

برنج. 3

برای BUF634T، چنین گنجاندن خطرناکی نیست، به خصوص که همه بافرها دارای یک مقاومت 10 اهم در خروجی هستند. برای جلوگیری از از دست دادن پایداری تقویت کننده، به دلیل اتصال کوتاه به زمین مقاومت OOOS (R15)، همزمان با عملکرد رله K6، رله K5 نیز بسته می شود و یک مدار موقتی OOOS مرحله درایور را از طریق مقاومت تشکیل می دهد. R14. اگر مقادیر مقاومت‌های R14 و R15 برابر باشند، در حین کار حفاظتی، هیچ کلیک اضافی در بلندگوها وجود ندارد، حتی اگر آنها از 100 دسی بل حساس‌تر باشند.

شایان ذکر است که برای اولین سال کار، تقویت کننده هم بدون رله K5 و هم بدون مدار OOS موقت با R14 به طور قابل اعتماد کار می کرد، اما من از احتمال وقوع خود تحریکی در حین عملیات حفاظتی من را آزار می داد، بنابراین این عناصر اضافی معرفی شدند. به هر حال، تقویت کننده بدون پوشش مرحله نهایی با مدار OOOS عالی کار می کند. می توانید مقاومت R15 را حذف کنید، K5 را رله کنید و از مقاومت R14 برای بستن بازخورد در UN استفاده کنید، این همان کاری است که من به عنوان آزمایش انجام دادم. من صدا را کمتر دوست داشتم - شاید این گزینه ای باشد که در آن مزایای بیشتری نسبت به معایب استفاده از بازخورد فوق سریع دریافت می کنیم.

نمودار همچنین نشان می دهد که یکی از 4 ورودی (ورودی CD) PA را به حالت تقویت کننده جریان مستقیم (DCA) سوئیچ می کند و عملکرد "Tape Monitor" از ورودی LP (پخش کننده دیسک وینیل) بدون گروه های تماس اضافی در عبور سیگنال مدار من از طرفداران ضبط آنالوگ هستم، بنابراین این کار را برای خودم انجام دادم. اگر سیستم صوتی دستگاه‌های ضبط صدا آنالوگ نداشته باشد، می‌توان انسداد روی op-amp IC1 را از بین برد.

نمودار خازن های مسدود کننده منبع تغذیه را نشان نمی دهد - برای راحتی، آنها در نمودار منبع تغذیه نمایش داده می شوند.

ایدئولوژی این تقویت کننده به طور قابل توجهی متفاوت از کلاسیک است و بر اساس اصل جداسازی جریان است - هر عنصر مرحله نهایی با جریان کم، در حالت بسیار راحت کار می کند، اما تعداد کافی از این عناصر، متصل شده در موازی، می تواند این تقویت کننده 20 وات را با حداکثر جریان بار بیش از 10 آمپر به طور مداوم و حداکثر 16 آمپر در یک پالس ارائه دهد. بنابراین، مراحل خروجی در طول گوش دادن، به طور متوسط، بیش از 5-7٪ بارگذاری نمی شوند. تنها جایی در تقویت‌کننده که جریان‌های بزرگی در آن جریان دارد، دو باس مسی روی برد PA است که به پایانه‌های بلندگو منتهی می‌شود، جایی که خروجی‌های تمام BUF634T هر کانال با هم همگرا می‌شوند.

در چارچوب همان ایدئولوژی، منبع تغذیه PA نیز توسعه یافت (شکل 4) - در آن، تمام عناصر قدرت نیز با جریان های نسبتاً کمی کار می کنند، اما تعداد زیادی از آنها نیز وجود دارد، و در نتیجه، کل قدرت منبع تغذیه 4 برابر بیشتر از حداکثر مصرف شده توسط تقویت کننده است. منبع تغذیه یکی از قطعات مهم در آمپلی فایر است که از نظر من ارزش بررسی دقیق تری را دارد. آمپلی فایر با استفاده از فناوری "Dual mono" ساخته شده است و بنابراین شامل دو منبع تغذیه مستقل برای مدارهای سیگنال، کاملاً تثبیت شده، با توان هر کدام 150 وات، تثبیت کننده های جداگانه برای تقویت کننده ولتاژ و همچنین منبع تغذیه برای ارائه خدمات است. عملکردها، توسط یک ترانسفورماتور شبکه جداگانه 20 وات تغذیه می شود. تمام ترانسفورماتورهای شبکه منبع تغذیه با یکدیگر فاز بندی می شوند - در طول ساخت ترانسفورماتورها، هادی های ابتدا و انتهای سیم پیچ های اولیه مشخص شدند.

برنج. 4

قسمت برق هر کانال به 4 خط دوقطبی تقسیم می شود که باعث می شود جریان بار هر تثبیت کننده را تنها به 200 میلی آمپر کاهش داده و افت ولتاژ آنها را تا 10 ولت افزایش دهد. در این حالت حتی ساده است. تثبیت کننده های یکپارچه مانند LM7815 و LM7915 ثابت کرده اند که در تامین انرژی زنجیره های صوتی عالی هستند. امکان استفاده از ریز مدارهای "پیشرفته" LT317 و LT337 وجود داشت، اما بسیاری از LM7815C و LM7915C اصلی از Texas Instruments با خروجی 1.5 A موجود بودند که انتخاب را تعیین کرد. در مجموع، برق مدارهای سیگنال تقویت کننده با استفاده از بیست تثبیت کننده یکپارچه ارائه می شود - 4 برای UN و 16 برای VK (شکل 4). هر جفت تثبیت کننده بخش قدرت 10 عدد را تغذیه می کند. BUF634T. یک جفت تثبیت کننده برای UN با ترکیبی از AD843+AD811 از یک کانال بارگذاری می شود. مدار RC (مثلاً R51، C137) در جلوی تثبیت کننده های سازمان ملل دارای هدف دوگانه است: هنگامی که برق PA روشن می شود از یکسو کننده در برابر جریان هجومی محافظت می کند و فیلتری با فرکانس قطع در زیر لبه تشکیل می دهد. محدوده صوتی (حدود 18 هرتز)، که به طور قابل توجهی دامنه امواج ولتاژ اصلاح شده و سطح تداخل دیگر را کاهش می دهد، که برای مراحل ورودی مهم است.

یکی دیگر از ویژگی های منبع تغذیه این است که بخش عمده ای از خازن های فیلتر (160000 میکروF از 220000 میکروF) بعد از تثبیت کننده ها قرار دارند که در صورت لزوم امکان تامین جریان بالا به بار را فراهم می کند. با این حال، این نیاز به معرفی یک سیستم شروع نرم "شروع نرم" برای محافظت از تثبیت کننده ها هنگام روشن شدن تقویت کننده و شارژ اولیه ظرفیت باتری داشت. همانطور که می توان در شکل دیده می شود. 4، Soft Start به سادگی روی یک ترانزیستور (VT1) اجرا می شود که با تاخیر (حدود 9 ثانیه) رله جریان پایین K10 را به هم متصل می کند که به نوبه خود شامل 4 رله با جریان بالا K11-K14 با چهار گروه است. از کنتاکت ها در هر کدام، بستن 16 مقاومت محدود کننده جریان با مقدار اسمی 10 اهم (به عنوان مثال R20، R21). یعنی وقتی تقویت کننده روشن می شود، حداکثر جریان پیک هر تثبیت کننده به شدت به 1.5 آمپر محدود می شود که حالت عملکرد عادی آن است. من از "شروع نرم" در مدار اولیه 220 ولت استفاده نمی کنم - در صورت شکسته شدن مقاومت محدود کننده جریان یا از دست دادن تماس در نقاط لحیم کاری سیم های آن، عواقب جدی برای کل PA ممکن است.

برای عملکردهای سرویس، واحد منبع تغذیه وظیفه اتصال ولتاژ شبکه به ترانسفورماتورهای اصلی (رله K8)، تغذیه اجزای سیستم Soft Start و رله انتخابگر ورودی را بر عهده دارد که به هر حال ولتاژ تغذیه آن نیز تثبیت شده است. . یک خروجی +5 ولت نیز اجرا شده است که به کانکتور در پانل پشتی PA متصل است - این در حال حاضر نوعی استاندارد در تقویت کننده های من برای روشن کردن همزمان هر واحد خارجی است. این تقویت کننده ممکن است به عنوان یک دستگاه تقویت کننده سوئیچینگ (پیش تقویت کننده) برای تک بلوک های قدرتمندتر، به عنوان مثال، کار کند، که وقتی ولتاژ کنترل +5 ولت به آنها اعمال شود، روشن می شود.

منبع تغذیه تقویت کننده ابتدا ساخته شد، زیرا پیشرفت بیشتر فرآیند توسعه نیاز به حضور یک منبع تغذیه کامل داشت، به طوری که اولین راه اندازی، آزمایش ها و پیکربندی می تواند در حالتی نزدیک به شرایط عملیاتی واقعی انجام شود. پس از راه اندازی موفقیت آمیز تمام مدارهای برق، یک انتخابگر ورودی، یک تاخیر روشن شدن و واحد حفاظت بلندگو، و همچنین یک تقویت کننده کامپوزیت با یک BUF634T (BUF41) در خروجی به عنوان مرحله نهایی بر روی برد PA مونتاژ شد. همانطور که در بالا ذکر شد، این بافر 41 دارای جریان ساکن پایینی است و نیازی به نصب روی رادیاتور ندارد، اما اکنون هدفون ها به راحتی به خروجی آمپلی فایر متصل می شدند که کنترل شنوایی را همراه با اندازه گیری ها ممکن می کرد. پس از اتمام اشکال زدایی مدار با یک بافر خروجی در هر کانال، تنها چیزی که باقی می ماند لحیم کردن 80 قطعه باقی مانده بود. و ببینید از آن چه می آید. من هیچ تضمینی برای نتیجه مثبت نداشتم و نمی توانستم وجود داشته باشد - هیچ اطلاعاتی در مورد اجرای موفقیت آمیز پروژه های مشابه توسط توسعه دهندگان دیگر وجود نداشت. تا آنجا که من می دانم، حتی در حال حاضر هیچ طراحی مبتنی بر آپ امپ های موازی با عملکرد مشابه در روسیه یا خارج از کشور وجود ندارد.

نتیجه همچنان مثبت بود. از آنجایی که تقویت کننده روی یک شاسی سفت و سخت ساخته شده از میله های آلومینیومی مونتاژ شده بود، جایی که تمام اتصالات سوئیچینگ ثابت بودند (عکس 1)، امکان اتصال آن به سیستم صوتی بدون محفظه وجود داشت. اولین آزمون‌ها شروع شده است، اما کمی بعدتر در مورد آن بیشتر توضیح می‌دهیم - ابتدا، چند پارامتر را ارائه می‌دهم:

عکس 1

توان خروجی: 20 وات/4 اهم، 10 وات/8 اهم (کلاس A)

پهنای باند: 0 هرتز - 5 مگاهرتز (ورودی سی دی)

1.25 هرتز - 5 مگاهرتز (ورودی های AUX، نوار، LP)

نرخ نوسان ولتاژ خروجی: بیش از 250 V/µs

بهره: 26 دسی بل

امپدانس خروجی: 0.004 اهم

امپدانس ورودی: 47 کیلو اهم

حساسیت ورودی: 500 میلی ولت

نسبت سیگنال به نویز: 113.4 دسی بل

مصرف برق: 75 وات

برق منبع تغذیه: 320 وات

ابعاد کلی، میلی متر: 450x132x390 (به استثنای ارتفاع پاها)

وزن: 18 کیلوگرم

بر اساس پارامترها، بدون حتی نگاه کردن به مدار، واضح است که تقویت کننده دارای فیلترهای ورودی و خروجی و همچنین مدارهای تصحیح فرکانس خارجی نیست. اما شایان ذکر است که پایدار است و حتی با کابل های اتصال بدون محافظ نیز عالی عمل می کند. اسیلوگرام یک موج مربعی 2 کیلوهرتز 5 ولت/div در بار 8 اهم در یک سطح ولتاژ خروجی تقریباً حداکثر در این زمینه کاملاً آموزنده است (عکس 2).

عکس 2

از نظر من، این به دلیل سیم کشی صحیح هادی های "زمین" و همچنین سطح مقطع بزرگ آنها است: از 4 میلی متر مربع. تا 10 میلی متر مربع (از جمله آهنگ های روی بردهای مدار چاپی).

اسیلوگرام هایی وجود دارد که در فرکانس های 10 کیلوهرتز، 20 کیلوهرتز و 100 کیلوهرتز گرفته شده اند، اما تست ها در فرکانس های بالا با سطح سیگنال پایین انجام شده است، بنابراین وجود یک کنترل صدا با امپدانس بالا در ورودی و همچنین R-C Zobel وجود دارد. مدار در خروجی PA، که هنوز در آن زمان وجود داشت، قبلاً تأثیر می گذاشت (موج مربع 100 کیلوهرتز 50 mV/div - عکس 3).

عکس 3

در همان اولین گوش دادن در یک سیستم صوتی خانگی، مشخص شد که دستگاه به صدا درآمده و زمان سفارش یک کیس است تا بتوانید با آن به تور بروید :) بیش از 5 سال از اتمام کار روی آن می گذرد. پروژه و اولین گوش دادن در طول این مدت، ده ها (بیش از 70، بر اساس تخمین های تقریبی) تست های شنیداری مقایسه ای تقویت کننده با تیوب و ترانزیستور PA های انحصاری از سازندگان معروف، و همچنین با طراحی های اختصاصی سطح بالا، انجام شد. بر اساس ارزیابی های کارشناسی دریافت شده، می توان گفت که تقویت کننده از نظر طبیعی بودن صدا نسبت به بسیاری از تقویت کننده های فشاری و یک سر لوله و ترانزیستوری که بدون استفاده از بازخورد منفی ساخته شده اند، کمتر نیست، اما اغلب در موسیقی به طور قابل توجهی از آنها پیشی می گیرد. وضوح. بسیاری از دوستداران صدای لوله و طرفداران PAهای تک چرخه بدون OOS متوجه شده اند که در این طراحی کار بازخورد منفی عملاً "شنیدنی" نیست و وجود مراحل خروجی فشار-کشش در مدار "هیچ نشانه ای را نشان نمی دهد" .

آمپلی فایر به آکوستیک های مختلف متصل شد - این شامل بلندگوهایی از سازندگان معروف روسی بود: الکساندر کلیاچین (مدل های: MBV (MBS)، PM-2، N-1، Y-1)، بلندگوهای بوق از Alexander Knyazev، بلندگوهای قفسه کتاب در بلندگوهای حرفه ای از شرکت Tulip Acoustics، بلندگوهای برندهای خارجی در رده های قیمتی متوسط ​​و بالا: Klipsh، Jamo، Cerwin Vega، PBN Audio، Monitor Audio، Cabasse و بسیاری دیگر، با حساسیت و امپدانس ورودی متفاوت، چند باند با فیلترهای متقاطع پیچیده و ساده، پهنای باند بدون فیلتر متقاطع، بلندگوهایی با طراحی آکوستیک متفاوت. هیچ ترجیح خاصی مشخص نشد، اما PA به بهترین وجه در آکوستیک های روی زمین با محدوده فرکانس کامل کم و ترجیحاً حساسیت بالاتر آشکار می شود، زیرا توان خروجی کم است.

در مرحله اولیه، آزمون ها به منظور علاقه "ورزشی" سازماندهی نشدند - وظیفه اصلی آنها شناسایی هر گونه مصنوع در صدا بود که می توان سعی کرد اصلاح شود. جلسات شنیداری بسیار آموزنده و مفید از این نظر در سیستم صوتی الکساندر کلیاچین بود که در آن فرصتی بی نظیر برای ارزیابی صدای آمپلی فایر روی 4 مدل بلندگوی مختلف به طور همزمان وجود داشت و من یکی از این بلندگوها را دوست داشتم (Y -1) آنقدر زیاد که خیلی زود به اجزای سیستم های صوتی خانه من تبدیل شدند (عکس 4). طبیعتاً دریافت ارزیابی بالای محصولم و نظراتی از سوی یک کارشناس صوتی با تجربه زیاد بسیار خوشایند بود.

عکس 4

سیستم صوتی استاد معروف Hi-End روسی یوری آناتولیویچ ماکاروف (عکس 5، PA در حین گوش دادن)، ساخته شده در یک اتاق شنود مجهز و یک مرجع از همه جهات، تنظیمات عمده ای را در طراحی این تقویت کننده انجام داد: مدار Zobel از خروجی PA حذف شد و ورودی اصلی با دور زدن خازن ایزوله ساخته شد. در این سیستم صوتی شما می توانید همه چیز و حتی بیشتر را بشنوید، بنابراین ارزیابی سهم آن و توصیه یوری آناتولیویچ در روند تنظیم دقیق صدای آمپلی فایر دشوار است. ترکیب سیستم صوتی وی: منبع - حمل و نقل و DAC با منبع تغذیه جداگانه Mark Levinson 30.6، بلندگوهای Montana WAS از PBN Audio، تقویت کننده لوله تک سر بدون نقص "Emperor" و تمام کابل های ضد فاز طراحی شده توسط Yu.A. ماکاروا. فرکانس محدود کننده پایین تر بلندگوی مونتانا WAS 16 هرتز (-3 دسی بل) امکان ارزیابی "سهم" یک خازن کوپلینگ و یک خازن نسبتاً با کیفیت را فراهم می کند (MKP Intertechnik Audyn CAP KP-SN). به اعوجاج دامنه فرکانس پایین سیگنال موسیقی، و بالاترین وضوح موسیقی سیستم صوتی - برای شنیدن فیلتر خروجی ضربه منفی، به شکل مدار R-C Zobel، که هیچ تاثیری بر پایداری دستگاه نداشت. آمپلی فایر و به زودی از روی برد حذف شد. اتصال کنترل‌های خارجی ولوم کم اهم از 100 اهم به 600 اهم (RG استاندارد روی حداکثر موقعیت تنظیم شده بود) به من این واقعیت را درک کرد که حتی تنظیم‌کننده گسسته DACT 50 کیلو اهم با کیفیت بالا که در آمپلی‌فایر من استفاده می‌شود، خوب است که با آن جایگزین شود. مقدار کمتری (از نمونه های خارجی متصل به من به نظر می رسید که 600 اهم RG بهترین باشد)، اما برای این کار باید کارهای زیادی انجام شود و تصمیم گرفته شد که این و سایر پیشرفت های انباشته شده را در یک صفحه اجرا کنیم. پروژه جدید.

عکس 5

احتمالاً شایان ذکر است که شرکت آمپلی فایر در نمایشگاه سال 2011 (عکس 6) به عنوان تنها پروژه غیرتجاری که مطالبی در مورد آن در مجله Stereo&Video در ژانویه 2012 منتشر شد، جایی که آمپلی فایر "کشف سال" نامیده شد. این نمایش با بلندگوهای Tulip Acoustics انجام شد که دارای حساسیت 93 دسی بل با مقاومت 8 اهم هستند و به طرز عجیبی 10 وات/8 اهم موجود در سالنی بزرگ با سطح بالای نویز پس زمینه کافی بود. 10 وات از یک تقویت کننده در کلاس A، که در آن هر وات توان خروجی به اندازه کافی توسط ظرفیت انرژی منبع تغذیه تامین می شود، طبق مشاهدات من به طور ذهنی بلندتر از صدای یک تقویت کننده با توان خروجی بالاتر درک می شود. اما با مراحل پایانی موجود در لحیم کاری خالی.

عکس 6

پس از نمایشگاه، درخواست‌های مکررتری از طریق ایمیل و پیام‌های شخصی از انجمن‌ها از طرف کسانی که می‌خواستند پروژه را تکرار کنند دریافت کردم، اما مشکلات خاصی پیش آمد - پشتیبانی اطلاعاتی برای همه فراهم شد، اما تابلوهای من روی کاغذ نمودار ترسیم شدند. کناره‌ها، و برای اسکن کردن در یک فایل مناسب نبودند، زیرا کاغذ نیمه شفاف بود و نتیجه یک نقاشی تقریباً ناخوانا بود. بدون یک برد مدار چاپی تمام شده، تکرار طرح بسیار دشوار شد و شور و شوق محو شد. اکنون در انجمن پورتال وگالب. ru, یک نسخه الکترونیکی از برد موجود است که نویسنده آن ولادیمیر لپخین از ریازان، متخصص معروف چیدمان PCB در انجمن های روسی زبان است. برد به صورت رایگان موجود است، لینک آن در اولین پست تاپیک در مورد این آمپلی فایر موجود است. پیدا کردن موضوع بسیار آسان است: فقط عبارت "تقویت کننده Prophetmaster" را در نوار جستجوی Yandex یا یک برنامه جستجوی دیگر تایپ کنید. در این تابلو بود که یکی از شرکت کنندگان در انجمن وگالب- سرگئی از گومل (Serg138) موفق شد این پروژه را تکرار کند و نتیجه بسیار خوبی بگیرد. اطلاعات مربوط به اجرای PA و عکس های طراحی آن را نیز می توانید در تاپیک مربوطه از لینک های پست اول مشاهده کنید.

تعدادی نکته:

هنگام انتخاب خازن های الکترولیتی، من با اندازه گیری های خودم از ESR و جریان نشتی هدایت شدم، به همین دلیل از Jamicon اصلی استفاده کردم. من به طور خاص کلمه "اورجینال" را وارد کردم زیرا آنها اغلب تقلبی هستند و احتمالاً بسیاری قبلاً با محصولات بی کیفیت تحت نام تجاری این سازنده روبرو شده اند. اما در واقعیت، اینها برخی از بهترین خازن ها برای استفاده در تغذیه مدارهای صوتی هستند.

کنترل صدا روی DACT 50 کیلو اهم تنظیم شده است. اکنون، من کمترین امتیاز آنها را انتخاب می کنم - 10 کیلو اهم یا از یک تنظیم کننده رله نیکیتین با مقاومت ورودی و خروجی ثابت 600 اهم استفاده می کنم. نوع RG ALPS RK-27 بسیار بدتر خواهد بود و برای استفاده توصیه نمی شود.

در مجموع، بیش از 90 μF خازن فیلم در شنت های الکترولیت نصب شده است. تابلوهای من دارای Evox "وینتیج" از دهه 70 هستند که به طور تصادفی آن را دریافت کردم، اما پلی پروپیلن Rifa PEH426، Wima MKP4، WimaMKP10 بدتر نخواهد بود.

من Finder را برای رله های بخش برق، حفاظت AC و استارت نرم توصیه می کنم و برای انتخابگر ورودی فقط باید از رله هایی استفاده کنید که دارای حداقل جریان سوئیچ در پارامترهای خود هستند. مدل‌های کمی از این رله‌ها موجود است، اما وجود دارند.

دیودهای یکسو کننده پرسرعت داخلی KD213 (10 A) یا KD2989 (20 A) در تغذیه مرحله نهایی بهتر از اکثر نمونه های وارداتی خواهند بود.

می خواهم توجه داشته باشم که طراحی مدار تقویت کننده بسیار ساده است، اما برای کار با چنین ریز مدارهای پرسرعت و باند پهن به مهارت ها و ابزار اندازه گیری مناسب نیاز دارید - یک ژنراتور تابع، یک اسیلوسکوپ با پهنای باند حداقل 30 مگاهرتز. (ترجیحا 50 مگاهرتز).

در خاتمه می‌خواهم بگویم که نتیجه‌گیری که بر اساس نتایج آزمایش‌ها و همچنین در طول کار روی این پروژه و اصلاح بعدی آن انجام دادم، ادعای حقیقت مطلق را ندارد. راه های بسیار زیادی برای رسیدن به هدف وجود دارد که در این مورد صدای باکیفیت است و هر کدام شامل مجموعه ای از اقدامات است که ممکن است به صورت جداگانه نتیجه مثبتی به همراه نداشته باشد. بنابراین، هیچ دستور العمل ساده ای در این زمینه وجود ندارد.

عکس های تقویت کننده در وب سایت شرکت دانمارکی DACT:

با احترام، اولگ شامانکوف ( استاد پیامبر)

آبشارهای تقویت کننده بر اساس OPAMP

1. خواص تقویت کننده های عملیاتی تحت پوشش فیدبک ولتاژ منفی

شکل 8.1 مدار یک op-amp را با بازخورد نشان می دهد.

شکل 8.1. طرحی برای ایجاد بازخورد منفی

بازخورد توسط یک مدار شکل می گیرد ز O.C. ، که بازگشت بخشی از انرژی سیگنال از خروجی را تضمین می کند OUبه ورودی معکوس آن از همین رو سیستم عاملمنفی است. از آنجایی که سیگنال ورودی مدار سیستم عاملبازخورد ولتاژ است. در این راستا، امپدانس خروجی تقویت کننده حاصل به طور قابل توجهی کمتر از امپدانس خروجی تقویت کننده عملیاتی مورد استفاده خواهد بود:

ز خروج از حفاظت از محیط زیست = ز خروجی / (1 +  ک ), (8.1)

جایی که  – ضریب انتقال زنجیر سیستم عامل;

به - کسب کردن OP.

بنابراین، مقدار نسبتا کوچک مقاومت خروجی OUحتی بیشتر کاهش می یابد.

نسبت به سیگنال ( U ورودی 1 ) به ورودی معکوس، خروجی مدار عرضه می شود OOCمعلوم می شود که به صورت موازی و نسبت به سیگنال ( U vx2 ، به صورت سری به ورودی غیر معکوس عرضه می شود. بنابراین، امپدانس ورودی برای این دو منبع سیگنال ممکن است متفاوت باشد.

بیایید چند عبارت دیگر را که بعداً مورد استفاده قرار می گیرند، دریافت کنیم.

زیرا OPتقویت کننده دیفرانسیل، سپس ولتاژ خروجی است

جایی که .

با توجه به اینکه به عالی (در حالت ایده آل OU به )، و ولتاژ خروجی محدود می شود (حداقل با مقادیر ولتاژ منبع تغذیه، ما دریافت می کنیم:

برای یک گره در یک نقطه آ می توان نوشت:

اگر آر ورودی  آر سیستم عامل (در حالت ایده آل OU آر ورودی  )، سپس

در ادامه، علاوه بر این عبارات بر اساس شاخص های ایده آل به دست آمده است OU،هنگام تجزیه و تحلیل مدارهای جداگانه، از ولتاژ افست صفر غفلت می کنیم ( U سانتی متر ، جریان های ورودی ( من ورودی ,  من ورودی ) و رانش آنها.

2. مدارهای خطی

2.1. تقویت کننده معکوس کننده

شکل 8.2 نموداری از ساده ترین ها را نشان می دهد تقویت کننده معکوس. ورودی غیر معکوس زمین است، یعنی. در ولتاژ صفر است ( U vx2 شکل 8.1 برابر با صفر است). سیگنال ورودی از طریق مقاومت آر 1 به ورودی معکوس عرضه می شود . تقویت کننده عملیاتی توسط فیدبک ولتاژ منفی موازی از طریق یک مقاومت پوشانده می شود آر سیستم عامل . بیایید یک عبارت برای بهره مدار پیدا کنیم.

شکل 8.2. تقویت کننده معکوس کننده

مطابق با عبارت (8.3)

U آ = U ب = 0 (8.5)

بنابراین، پتانسیل نقطه آ با تقریب اول، برابر است با پتانسیل اتوبوس مشترک - "زمین". از این رو این نقطه را «سرزمین مجازی» نامیدند.

با استفاده از مقدار به دست آمده، جریان های موجود در (8.4) را پیدا می کنیم.

. (8.7)

معادل سازی آنها و در نظر گرفتن آن به = U بیرون / U که در،ما برای بهره تقویت کننده معکوس بدست می آوریم

, (8.8)

که در آن علامت منفی نشان دهنده تغییر فاز سیگنال خروجی نسبت به فاز سیگنال ورودی به میزان 180 0 است (ولتاژ خروجی در پادفاز، معکوس با ولتاژ ورودی است). در این راستا، اگر سیگنال ورودی افزایش یابد، سیگنال خروجی تقویت شده کاهش می یابد و برعکس، سیگنال ورودی کاهشی با سیگنال خروجی افزایشی مطابقت دارد. ما قبلاً هنگام در نظر گرفتن تقویت کننده ها با پدیده مشابهی روبرو شده ایم OE, در بارهو OI.

از (8.8) مشخص است که تقویت کننده معکوس می تواند هر بهره ای داشته باشد، هم بیشتر از واحد و هم کمتر.

بازخورد ولتاژ منفی موازی باعث کاهش خروجی (نگاه کنید به (8.1)) و امپدانس خروجی تقویت کننده می شود. مقدار دومی را می توان با استفاده از مفهوم "زمین مجازی" در اولین تقریب تعیین کرد. از آنجایی که ولتاژ در نقطه آ برابر با صفر است، سپس برای منبع سیگنال ورودی "به نظر می رسد" که یک مقاومت بین ورودی های آن متصل است. R1 ، یعنی

آر در و ما = آر 1 . (8.9)

همانطور که در بخش قبلی، مقدمه نشان داده شد OOCدامنه فرکانس های تقویت شده را گسترش می دهد. شکل، پاسخ دامنه-فرکانس لگاریتمی را نشان می دهد OUو یک تقویت کننده معکوس بر این اساس طراحی شده است OU.

شکل 8.3. پاسخ دامنه فرکانس لگاریتمی OUو تقویت کننده معکوس

دستاوردهای بزرگ اصلی OUمربوط به محدوده فرکانس بسیار باریک - از صفر تا تقریباً چند ده / صدها هرتز است.

بهره مسطح تقویت کننده معکوس کننده تا فرکانس بالایی برابر با:

2.2. تقویت کننده غیر معکوس

مدار یک تقویت کننده غیر معکوس در شکل 8.4 نشان داده شده است.

شکل 8.4. تقویت کننده غیر معکوس

سیگنال ورودی به ورودی غیر معکوس می رود OUاز طریق یک تقسیم کننده R2 , R3 . ولتاژ ورودی مستقیم

جایی که به امور - ضریب تقسیم تقسیم کننده R2 , R3 .

معکوس کردن ورودی OUاز طریق یک مقاومت به زمین متصل می شود R1 . معکوس کردن ولتاژ ورودی

.

با معادل سازی این تنش ها (بر اساس (8.3))، به دست می آوریم

, (8.11)

در تقویت کننده های غیر معکوس، ولتاژ خروجی با ورودی هم فاز است. از (8.11) چنین استنباط می شود که بهره تقویت کننده غیر معکوس تنها در صورت استفاده از تقسیم کننده با به امور  1. در صورت عدم وجود تقسیم کننده ورودی ( آر 2 = 0; آر 3   ) سود همیشه بیشتر از وحدت است.

فیدبک ولتاژ منفی سری امپدانس خروجی را کاهش می دهد و امپدانس ورودی کل تقویت کننده را افزایش می دهد. امپدانس خروجی تقویت کننده معکوس کننده به دلیل بازخورد ولتاژ منفی را می توان نزدیک به صفر در نظر گرفت، مشابه تقویت کننده معکوس (به 8.1 مراجعه کنید).

امپدانس ورودی OUبه دلیل بازخورد منفی سریال حتی در مقایسه با امپدانس ورودی افزایش می یابد OUسیگنال دیفرانسیل مقدار آن با مقاومت در برابر سیگنال حالت مشترک تعیین می شود.

اگر یک تقسیم کننده ورودی وجود دارد

آر ورودی = آر 2 + آر 3 . (8.12)

پاسخ دامنه فرکانس یک تقویت کننده غیر معکوس مشابه است پاسخ فرکانستقویت کننده معکوس (شکل 8.3 را ببینید).

2.3. تکرار کننده های مبتنی بر Op-amp

گاهی اوقات، هنگام ساخت مدارهای الکترونیکی مختلف، مراحل تقویت کننده مورد نیاز است که دارای ضرایب بهره واحد (در قدر مطلق) باشد. تکرار کننده ها).

اغلب، طراحی آنها بر اساس یک مدار تقویت کننده غیر معکوس بدون تقسیم کننده مقاومتی ورودی است که امپدانس ورودی بسیار بالایی را فراهم می کند. تکرار کننده، مطابق (8.11) در ( به امور= 1) را می توان به 3 روش پیاده سازی کرد (شکل 8.5):

آر سیستم عامل = 0 (اتصال مستقیم خروجی به ورودی معکوس)؛

آر 1 =  (شکست در مداری که در آن قرار دارد R1 ) و در نهایت

آر سیستم عامل = 0 و در همان زمان آر 1 = .

مدار تکرار کننده به سادگی در مورد سوم اجرا می شود (شکل 8.5c)، با این حال، نسخه های دیگر تکرار کننده های غیر معکوس نیز در عمل استفاده می شوند. لطفاً توجه داشته باشید که مقدار مقاومت باقیمانده در مدارهای شکل 8.5، a، b به هیچ وجه بر بهره واحد تکرار کننده تأثیر نمی گذارد.

شکل 8.5. تکرار کننده های غیر معکوس بر اساس ولتاژ OU

تکرار کننده اگر مقاومت هایی با مقاومت یکسان در آن انتخاب شده باشد، می توان ولتاژها را نیز بر اساس تقویت کننده معکوس طراحی کرد (شکل 8.2). آر 1 = آر سیستم عامل .

2.4. جمع کننده های مبتنی بر Op-amp

جمع کنندهیک وسیله الکترونیکی است که دارای چندین ورودی و یک خروجی است که ولتاژ آن با مجموع ولتاژهای همه ورودی ها متناسب است. از چنین دستگاه هایی در مواقعی استفاده می شود که لازم باشد سیگنال ها از منابع مختلف در یک کانال ترکیب شوند (به عنوان مثال، در میکسرها، دوبله بیش از حد در فناوری ضبط صدا و غیره).

مدار جمع کننده بر اساس OUدر شکل 8.6 نشان داده شده است. دارای دو ورودی است، اما با اتصال آنها از طریق مقاومت به نقطه زمین مجازی، می توان از تعداد بیشتری از آنها استفاده کرد آ .

شکل 8.6. اضافه کننده روشن استOU

برای تعیین وابستگی ولتاژ خروجی به ولتاژ ورودی، از اصل برهم نهی و عبارات (8.3) و (8.4) استفاده می کنیم:

,

جایی که . (8.13)

این نشان می دهد که سیگنال های ورودی با ضرایب وزنی خود اضافه می شوند - هر یک از سیگنال های ورودی علاوه بر این در ضریب خاصی ضرب می شود که سهم آن را در کل سیگنال خروجی تعیین می کند. ضریب وزنی با نسبت مقاومت مقاومت در مدار به دست می آید سیستم عاملنسبت به مقاومت مقاومت در مدار ورودی مربوطه. جمع بندی با تغییر علامت (وارونگی سیگنال های ورودی) انجام می شود. اگر رابطه را برآورده کنیم آر سیستم عامل = آر 1 = آر 2 , سپس می توان یک جمع خالص از دو سیگنال ورودی را انجام داد. اگر فقط رابطه برقرار باشد آر 1 = آر 2 ، سپس استفاده کنید آر سیستم عامل می توانید مقدار حاصل را بیشتر مقیاس کنید.

2.4. تقویت کننده دیفرانسیل مبتنی بر Op-amp (تقویت کننده تفریقی)

ساده ترین نمودار دیفرانسیلتقویت کننده ( تفریق کننده) در شکل 8.7 نشان داده شده است.

شکل 8.7. تقویت کننده دیفرانسیل برایOU

بر اساس اصل برهم نهی می توانیم بنویسیم

(8.14)

اگر رابطه برقرار باشد آر 3  آر 1 = آر سیستم عامل  آر 2 ، که معادل است

سپس (8.14) تبدیل به

که با مفهوم تقویت کننده دیفرانسیل مطابقت دارد، در حالی که عبارت (8.14) تقویت کننده دیفرانسیل (کاهشی) را با ضرایب وزنی خاص خود برای هر سیگنال توصیف می کند.

لازم به ذکر است که هر چه آخرین رابطه (8.15) با دقت بیشتری ارضا شود، تفاوت بین دو ولتاژ ورودی با دقت بیشتری تضمین می شود. بنابراین هنگام طراحی تقویت کننده های دیفرانسیل باید از مقاومت های با فرکانس بالا و پایداری بالا استفاده کرد. واضح است که استفاده از چهار مقاومت یکسان آسان تر است ( آر 1 = آر 2 = آر 3 = آر سیستم عامل = آر ، و تقویت اضافی لازم سیگنال حاصل را می توان در مراحل بعدی تحقق بخشید. برای به دست آوردن مدارهای تفاضل دقیق، ممکن است نیاز به تنظیم اضافی یکی از مقاومت ها باشد. می توانیم فرض کنیم که بهره محدود کننده مولفه حالت مشترک با تعیین می شود KOSS OU،که می تواند بسیار کوچک باشد (به بخش 7 مراجعه کنید).

یک عیب خاص تقویت کننده دیفرانسیل این است که امپدانس های ورودی مرحله دیفرانسیل در دو ورودی با یکدیگر متفاوت است.

علاوه بر این، برای اطمینان از تبدیل دقیق، لازم است مقاومت داخلی منبع سیگنال محدود شود یا همان چیزی است که مقاومت تمام مقاومت ها در مدار دیفرانسیل افزایش یابد.

بنابراین در برخی موارد لازم است از طرح های پیچیده تری استفاده شود DU. یک راه حل ریشه ای برای این مشکلات، گنجاندن تکرار کننده ها در آن است OUدر هر ورودی، اما بهتر است از یک مدار تقویت کننده ابزار دقیق استفاده کنید.

2.5. دیفرانسیل و انتگرال بر اساس op-amp

ما از یک خازن در مدار ورودی تقویت کننده معکوس استفاده می کنیم (شکل 8.8a).

شکل 8.8. متمایز کننده و یکپارچه کننده بر اساس OU

مشخص است که جریان عبوری از ظرفیت خازن برابر است با حاصلضرب خازن و مشتق اختلاف پتانسیل بین صفحات خازن. با در نظر گرفتن (8.3) می نویسیم

(8.17)

جایی که من با - جریان در مدار ورودی که از خازن عبور می کند با .

بر اساس (8.4) و (8.7) داریم

یا , (8.18)

آن ها ولتاژ خروجی دیفرانسیل "معکوس" ورودی است، با ضریب تناسب برابر با ( آر با ).

بیایید خازن و مقاومت را با هم عوض کنیم (شکل 8.8b). سپس، با انجام اقدامات مشابه اقدامات قبلی، دریافت می کنیم:

,

ادغام سمت چپ و راست این عبارت در طول زمان در محدوده از 0 قبل از تی ، پیدا خواهیم کرد

, (8.19)

جایی که U از 0 – ولتاژ در خروجی مدار در تی = 0.

بنابراین، ولتاژ خروجی متناسب با انتگرال ولتاژ ورودی است.

زیرا U از 0 همچنین ولتاژی است که خازن در لحظه اولیه زمان شارژ می شود، این مشکلات خاصی را در اجرای عملی مدارهای یکپارچه ایجاد می کند - خازن با جریان ورودی ثابت شارژ می شود. OU، که در نهایت منجر به اشباع می شود. برای جلوگیری از این پدیده، از دو روش کنترل استفاده می شود:

تخلیه دوره ای ظرفیت در نتیجه بسته شدن سوئیچ به موازی با خازن ایستاده است.

اطمینان از شرایطی که تحت آن جریان ورودی OUبه طور قابل توجهی کمتر از جریان های ناشی از سیگنال خواهد بود.

2.5. ساده ترین فیلترهای مبتنی بر آپ امپ

بیایید مدار ورودی تقویت کننده معکوس را از یک خازن و مقاومت متصل به صورت سری تشکیل دهیم (شکل 8.9a).

شکل 8.9. ساده ترین فیلترها بر اساس OU

اگر تمام تبدیل های ریاضی انجام شده برای تقویت کننده معکوس را تکرار کنیم، به دست می آوریم

زیرا راکتانس ظرفیت به فرکانس سیگنال بستگی دارد f

, (8.21)

سپس با کاهش فرکانس، ماژول افزایش کاهش می یابد. در f = 0 به سبیل = 0. با افزایش فرکانس، به طور مجانبی به مقدار مربوط به عبارت (8.8) نزدیک می شود. بدین ترتیب دستگاهی به دست می آید پاسخ فرکانسکه مربوط به یک فیلتر بالاگذر ( HPF، شکل 8.10، الف) مرتبه اول.

شکل 8.10. ویژگی های دامنه-فرکانس لگاریتمی فیلترهای فعال بر اساس OU: آ - HPF، ب - LPF، V - PF.

ما نباید فراموش کنیم که یک فیلتر واقعی یک rolloff خواهد داشت پاسخ فرکانسدر فرکانس های بالا، که به دلیل خواص فرکانس بالا استفاده می شود OP(به عبارت (8.10) مراجعه کنید). بنابراین، برای اینکه ساختار مورد نظر به طور موثر عملکردها را انجام دهد HPFلازم است فرکانس بالای سیگنال پردازش شده باشد f در با به طور قابل توجهی کمتر بود f در OU .

فرکانس قطع کمتر در نظر گرفته شده است HPFبا سطح رول آف 3 دسی بل

ما خازن را موازی با مقاومت در مدار فیدبک تقویت کننده معکوس اجرا می کنیم (شکل 8.9b). با استفاده از رویکردهای مشابه روش های قبلی، به دست می آوریم

جایی که . – مقاومت معادل اتصال موازی خازن و مقاومت.

با افزایش فرکانس، مقاومت مقاومت به طور فزاینده ای با کاهش راکتانس خازن شنت می شود. این امر منجر به کاهش مدول مقاومت مدار می شود سیستم عاملو در نتیجه کاهش مدول بهره. با کاهش فرکانس، بهره به طور مجانبی به مقدار نزدیک می شود به = آر سیستم عامل / آر 1 . بنابراین، مدار در شکل 8.9b مربوط به یک فیلتر پایین گذر ( LPF) مرتبه اول

فرکانس قطع بالایی از تجزیه و تحلیل LPFبا سطح رول آف 3 دسی بل

فرکانس قطع بالایی واقعی نمی تواند بیشتر از فرکانس قطع بالایی باشد f در OU ، که به دلیل خواص فرکانس بالا استفاده می شود OP. از همین رو

اگر این دو مدار را با هم ترکیب کنید، یک فیلتر باند گذر خواهید داشت ( PFفرکانس های برش پایین و بالایی توسط محصولات ظرفیت خازنی و مقاومت عناصر در مدارهای مربوطه تعیین می شود (عبارات مشابه (8.22) و (8.24)). البته محاسبات باید رابطه آشکار را رعایت کنند

f در OU  f V  f n .

3. مدارهای غیر خطی

3.1. یادداشت های مقدماتی

مستقر OUشما به راحتی می توانید تقویت کننده هایی با ویژگی های دامنه غیر خطی مختلف بسازید. به طور معمول، چنین تقویت کننده هایی برای اصلاح غیرخطی بودن ویژگی های سنسورهای مختلف مورد استفاده در سیستم های کنترل، نظارت و اندازه گیری طراحی می شوند. به عنوان مثال، اگر مشخصه انتقال یک سنسور به شکل منحنی باشد 1 در شکل 8.11، سپس در مورد یک تقویت کننده ایده آل، سیگنال خروجی مطابق همان قانون تغییر می کند که اغلب غیر قابل قبول است. بنابراین، توصیه می شود پیوندی را به تقویت کننده وارد کنید که دارای مشخصه دامنه (انتقال) معکوس با ویژگی سنسور مورد استفاده (منحنی) باشد. 2 ، نقاشی). واضح است که در این حالت سیگنال خروجی یک وابستگی خطی به مشخصه اندازه گیری ورودی (خط مستقیم 3) خواهد داشت.

شکل 8.11. مشخصات انتقال سنسور (a) و تقویت کننده اصلاح (b)

در برخی موارد، حل مشکل معکوس ضروری است - برای به دست آوردن یک مشخصه انتقال که بر اساس برخی از قوانین داده شده تغییر می کند.

این مسائل را می توان با استفاده از طرح های غیرخطی بر اساس OU.

3.2. تقویت کننده لگاریتمی

تقویت کننده لگاریتمیدارای یک مشخصه دامنه غیر خطی (شکل 8.12) است که مربوط به وابستگی لگاریتمی ولتاژ خروجی به ورودی است. U بیرون = ورود به سیستم (U ورودی ) . چنین تقویت‌کننده‌ای گاهی اوقات در مواردی استفاده می‌شود که لازم است دامنه دینامیکی سیگنال‌های تقویت‌شده کاهش یابد، زیرا سیگنال‌های دامنه کوچک را با بهره بیشتر از سیگنال‌های دامنه بزرگ تقویت می‌کند.

شکل 8.11. پاسخ دامنه تقویت کننده لگاریتمی

تقویت کننده لگاریتمی معمولاً مبتنی بر تقویت کننده معکوس است OU،که در آن یک عنصر غیر خطی دارای مشخصه جریان-ولتاژ لگاریتمی - یک دیود (شکل 8.12a) به عنوان عنصر بازخورد استفاده می شود.

شکل 8.12. تقویت کننده های لگاریتمی (الف) و آنتی لگاریتمی (ب) بر اساس OU

ما به شما یادآوری می کنیم که وابستگی جریان دیود من د از افت ولتاژ در آن U د با عبارت توصیف می شود

,

جایی که من 0 - جریان حرارتی دیود؛  تی - پتانسیل دما (تقریباً برابر با 0.025 ولت).

بر اساس (8.3) و (8.4) داریم

من د = من ورودی = U ورودی / آر و U بیرون = – U د ,

جایی که . (8.26)

3.3. تقویت کننده آنتی لاگ

تقویت کننده آنتی لگاریتمی (نمایی) دارای مشخصه انتقال لگاریتمی معکوس است. برای به دست آوردن چنین مدارهایی، کافی است دیود و مقاومت را در مدار تقویت کننده لگاریتمی داده شده تعویض کنید (شکل 8.12b). وابستگی ولتاژ خروجی به ولتاژ ورودی مشابه ولتاژ قبلی است. از (8.3) و (8.4) داریم:

من ورودی = من د = من سیستم عامل ; U د = U ورودی ; U بیرون = – من سیستم عامل * آر = – من د * آر ,

جایی که - U د . (8.27)

3.4. تقویت کننده های عملکردی

تقویت کننده عملکردی یک مدار جهانی است که با استفاده از آن می توانید هرگونه وابستگی ولتاژ خروجی به ورودی را پیاده سازی کنید. ایده تقویت کننده عملکردی این است که وابستگی غیر خطی مورد نظر ولتاژهای خروجی و ورودی را در قالب یک تقریب خطی تکه ای نشان دهد و یک مدار تقویت کننده بسازد که بهره آن به ولتاژ ورودی یا خروجی بستگی دارد. شکل 8.13 مشخصه غیرخطی مورد نیاز و تقریب آن توسط قطعات خط مستقیم را نشان می دهد.

شکل 8.13. تقریب خطی تکه ای پاسخ دامنه غیرخطی تقویت کننده

شکل نشان می دهد که در منطقه از 0 قبل از U ورودی 1 آمپلی فایر باید بهره داشته باشد به 1 در بخش بعدی، از U ورودی 1 قبل از U vx2 - کسب کردن به 2 و غیره. بزرگی این دستاوردها به 1 , به 2 و غیره. به راحتی از نوع مورد نیاز مشخصه تقریبی تعیین می شوند:

. (8.28)

اساس تقویت کننده عملکردی معمولاً یک مدار تقویت کننده معکوس بر اساس است OU(شکل 8.14).

شکل 8.14. تقویت کننده عملکرد

در بخش اول، درون 0 قبل از U ورودی 1 ، بهره چنین تقویت کننده ای (با نادیده گرفتن علامت) با نسبت مقاومت تعیین می شود. آر 1 و آر سیستم عامل :

اگر، زمانی که ولتاژ ورودی بالاتر می رود U ورودی 1 ، کسب کردن به 2 باید افزایش یابد (همانطور که در شکل 8.13 نشان داده شده است)، سپس لازم است مقاومت مقاومت کاهش یابد. آر 1 به طوری که سود برابر شود به 2 (در صورت سود به 2 کاهش می یابد، لازم است مقاومت مقاومت را تغییر دهید آر سیستم عامل ، در این حالت، تغییرات بعدی در مدار و عبارات محاسبه پارامترها به راحتی به روشی مشابه استخراج می شود). مقدار مقاومت جدید مقاومت ورودی تقویت کننده معکوس کننده با فرمول تعیین می شود

برای کاهش مقاومت مقاومت آر 1 لازم است یک مقاومت اضافی را به موازات آن وصل کنید و فقط زمانی روشن شود که ولتاژ ورودی از مقدار بیشتر شود. U vx2 . برای انجام این کار، یک زنجیره اضافی از مقاومت ها در مدار تقویت کننده معکوس گنجانده شده است آر 2 , آر 3 و دیود V.D. . طبق اصل "زمین خیالی"، آند دیود به ورودی معکوس متصل می شود OU،پتانسیل برابر با صفر دارد. دیود با ولتاژ در کاتد باز می شود U آ زیر پتانسیل آند کاهش می یابد، یعنی. زیر 0. بنابراین، ولتاژ منبع بایاس باید در مقایسه با علامت ولتاژ ورودی تحلیل شده دارای علامت مخالف باشد.

تا زمانی که دیود روشن شود، ولتاژ در نقطه است آ می توان از عبارت:

پس از باز کردن قفل، مقاومت معادل مقاومت های متصل به صورت موازی آر 1 و آر 2 باید برابر با مقدار محاسبه شده توسط (8.29) باشد، از این رو

با تعیین مقاومت آر 2 و با مشخص کردن مقدار ولتاژ بایاس (در این مورد، توصیه می شود از ولتاژ یکی از منابع برق به عنوان این منبع بایاس استفاده شود. OU، از (8.30) مقاومت مقاومت را تعیین کنید R3 .

اگر مشخصه با خط مستقیم دیگری تقریب شود، یک زنجیره اضافی از دو مقاومت و یک دیود به طور مشابه روشن و محاسبه می شود.

منبع سیگنال با مقاومت بار ورودی

تقویت کننده های بافر ولتاژ و جریان (از جمله تکرار کننده ها) توان را تقویت می کنند. در عمل، در زیر عبارت تقویت کننده بافراغلب به طور دقیق درک می شود تقویت کننده ولتاژ بافر.

بسته به محدوده مورد نیاز جریان خروجی و ولتاژ، می توان تقویت کننده های بافری ساخت

• در ترانزیستورهای گسسته، تکرار کننده های ولتاژ متناوب - همچنین روی لامپ ها
• در تقویت کننده های عملیاتی همه منظوره
• روی آی سی های تقویت کننده بافر تخصصی

بنیاد ویکی مدیا 2010.

ببینید "تقویت کننده بافر" در فرهنگ های دیگر چیست:

تقویت کننده بافر- - [Ya.N.Luginsky، M.S.Fezi Zhilinskaya، Yu.S.Kabirov. فرهنگ لغت انگلیسی-روسی مهندسی برق و مهندسی قدرت، مسکو، 1999] موضوعات مهندسی برق، مفاهیم اساسی EN بافر ... راهنمای مترجم فنی

تقویت کننده بافر- buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: engl. تقویت کننده بافر؛ تقویت کننده ایزوله vok. Bufferverstärker, m rus. تقویت کننده بافر، m pranc. تامپون تقویت کننده، m ryšiai: sinonimas – skiriamasis stiprintuvas … Automatikos Terminų žodynas

تقویت کننده الکترونیکی تقویت کننده سیگنال های الکتریکی است که عناصر تقویت کننده آن از پدیده رسانایی الکتریکی در گازها، خلاء و نیمه هادی ها استفاده می کنند. تقویت کننده الکترونیکی می تواند مستقل باشد... ... ویکی پدیا

این مقاله برخی از کاربردهای معمولی تقویت کننده های عملیاتی یکپارچه (op-amp) را در مدارهای آنالوگ شرح می دهد. شکل ها از نام گذاری مدارهای ساده شده استفاده می کنند، بنابراین باید به خاطر داشت که جزئیات غیر ضروری (اتصال با ... ... ویکی پدیا

این اصطلاح معانی دیگری دارد، به دیود زنر (معانی) ... ویکی پدیا مراجعه کنید

تصاویر گرافیکی و عناصر ابزار و وسایل متعدد و متنوع الکترونیک، اتوماسیون، رادیو و فناوری کامپیوتر. طراحی و توسعه مدارهای الکترونیکی پایه و سیستم های پیچیده تر ایجاد شده از آنها فقط... دایره المعارف کولیر